(Lab 2, izgled s elektroničkim integratorom)

Cilj:

1) upoznavanje s funkcionalnim elementima PLL sustava i principom njegova rada;

2) proučavanje točnosti ovisno o strukturi i parametrima sustava;

3) proučavanje mogućnosti promjene dinamičkih svojstava sustava metodom uzastopne korekcije.

Opis laboratorijske postavke

Laboratorijska postavka sastoji se od makete PLL sustava, generatora harmonijskog signala i osciloskopa. PLL sustav u najjednostavnijoj konfiguraciji sadrži fazni diskriminator (pretvara faznu razliku dva signala u upravljački napon), korektivne krugove i kontrolirani generator (naponski kontrolirani reaktivni element uključen je u vremenski krug ovog generatora). Ako su ulazni i izlazni signali PLL sustava detonirani u fazi (ili frekvenciji), tada fazni diskriminator stvara upravljački napon odgovarajućeg predznaka, pod čijim se djelovanjem mijenjaju parametri kruga za podešavanje vremena kontroliranog oscilatora. i, sukladno tome, frekvencija (i faza) izlaznog signala se mijenja tako da se smanji početno odgađanje. Ne uzimajući u obzir nelinearnost statičkih karakteristika funkcionalnih elemenata i inerciju faznog diskriminatora, prijenosna funkcija PLL sustava u otvorenom stanju može se predstaviti kao:

gdje je prijenosna funkcija korektivnog kruga; - dobitak.

U ACS-u 1. reda astatizma, dinamička pogreška praćenja ovisi o brzini promjene utjecaja (u našem slučaju faze) i dobitku sustava:

(1)

gdje je greška praćenja preostale faze u stupnjevima (korisno je uzeti fazu kao dimenzijsku veličinu); – početno podešavanje frekvencije generatora [Hz].

Postoje 3 opcije za uključivanje najjednostavnijeg PLL sustava (prekidač S1):

Bez korekcije (=1);

;

S sekvencijalnom korekcijom prikaza: ,

štoviše, vremenske konstante korektivnih krugova T 1 , T 2 i T 3 ovise o vrijednostima otpornika i kapacitivnosti navedenih na rasporedu.

Frekvencijski i fazni omjeri signala kontroliranog i vanjskog generatora promatraju se iz Lissajousovih slika na ekranu osciloskopa. Za mjerenje greške praćenja koristi se fazni pomak na izlazu kontroliranog generatora. Preliminarno postavite gumb "Detuning" vanjskog generatora u položaj "0" i u otvorenom stanju PLL sustava (položaj 1 prekidača S1) izvršite ručno grubo podešavanje frekvencije vanjskog generatora prema konačnom rezultatu (Lissajous lik – elipsa). Zatim se prsten za praćenje zatvara i uz pomoć faznog pomaka, Lissajousov lik se pretvara u oblik prikladan za promatranje (linija ili "osmica"). U budućnosti se frekvencija vanjskog generatora mijenja pomoću gumba "Detuning". Glatka promjena frekvencije ulaznog signala utječe na pogrešku praćenja, što dovodi do deformacije Lissajousove figure. Vraćanjem figure na prijašnji položaj uz pomoć faznog pomicanja moguće je izmjeriti (na skali faznog pomicanja) iznos preostale pogreške.

Treba imati na umu da se stvarna ovisnost zbog nelinearnosti statičkih (diskriminatornih) karakteristika faznog diskriminatora opisuje nelinearnom neparnom funkcijom. U ovom slučaju moguće je eksperimentalno dobiti samo dio ovisnosti , na kojem treba identificirati linearni presjek za izračunavanje koeficijenta .

Za kvalitativnu procjenu brzine i stupnja oscilatornih procesa u PLL sustavu, u krugu ulaznog signala predviđen je krug za pomicanje faze, koji se uključuje prekidačem "Phase jump".

U cjelovitom paketu, PLL sustav sadrži, osim toga, i elektronički integrator: spojen je "ekvivalent motora".

Zadatak posla

1. Uključite generator, matičnu ploču i osciloskop.

2. Otvorite PLL (prekidač u položaju 1).

3. Postavite osciloskop da promatra Lissajousove figure.

4. Promjenom frekvencije oscilatora provjerite da se frekvencije vanjskog oscilatora i kontroliranog oscilatora PLL sustava poklapaju (elipsa na ekranu osciloskopa). Zatvorite PLL (prekidač u položaju 2). Izmjerite PLL retencijski pojas.

5. Postavite gumb “frekvencija generatora” u srednji položaj (vidi točku 4). Koristeći fazni pomak, popravite položaj elipse, prikazujući je kao liniju ili osmicu. Promjenom frekvencije generatora (tipka „detuning“) i mjerenjem prirasta pomaka faze pomoću faznog pomaka, izgradite ovisnost (treba dobiti neparnu funkciju). Za izradu grafikona potrebno je 3-5 točaka kada je frekvencija podešena u jednom smjeru i isti broj točaka u drugom.

6. Za linearni presjek ovisnosti odredite dobitak pomoću formule (1). Ovu vrijednost treba dogovoriti s učiteljem.

7. Koristeći dobivenu vrijednost, konstruirati asimptotske logaritamske karakteristike za 3 opcije za uključivanje PLL sustava prvog reda astatizma (konstruirati sve LH na jednom grafikonu radi lakše usporedbe; parametri korektivnih elemenata su naznačeni na izgledu). Logaritamskim karakteristikama ocijeniti kvalitetu prijelaznih procesa.

8. Kvalitativno procijeniti prijelazne procese u PLL sustavu (u tu svrhu koristi se preklopni prekidač “fazni skok”).

9. Uključite "ekvivalent motora" i ponovite korake 4-6 (kada mijenjate frekvenciju generatora, uzmite u obzir dugo punjenje kapacitivnosti elektroničkog integratora). Skicirajte sklop elektroničkog integratora i izračunajte njegovu prijenosnu funkciju (općenito).

1. Funkcionalni dijagram PLL sustava, dijagrami korektivnih elemenata koji pokazuju vrijednosti otpornika i kapacitivnosti, sklop elektroničkog integratora, prijenosne funkcije otvorenog sustava za sve proučavane opcije.

2. Tablica i grafikon ovisnosti, proračuna i vremenskih konstanti korektivnih elemenata.

3. Asimptotski LH za 3 opcije za konstrukciju PLL sustava prvog reda astatizma.

4. Usporedne karakteristike prijelaznih procesa i njihovo objašnjenje.

5. Držni pojasevi proučavanih PLL sustava.

6. Struktura filtera za oblikovanje za situaciju Δf=const.

3.4. test pitanja

1. Kako funkcioniraju funkcionalni elementi PLL sustava i cijelog sustava?

2. Koji je parametar ulaznog signala informativan za PLL sustav?

3. Kakva je struktura filtera za oblikovanje u slučaju Δf(t)=0, Δf(t)=const, Δf(t)=vt? Koja je struktura koordiniranog ACS-a?

4. Kako se mijenjaju svojstva PLL sustava s povećanjem (smanjenjem) pojačanja?

5. U koju svrhu su korektivni elementi uključeni u PLL sustav prvog reda astatizma?

6. Kako se mijenjaju svojstva PLL sustava s elektroničkim integratorom?

Pretraživanje interneta za uređajem koji odgovara naslovu ovog članka bilo je bezuspješno. Forumi smatraju da se takav uređaj ne može stvoriti. Međutim, trenutno je proizveden i testiran prototip 16-bitnog ADC-a na ATmega 16 mikrokontroleru (MC), koji je dio komercijalnog proizvoda.

Opis kruga

Slika 1 prikazuje shematski dijagram ADC-a, nacrtan u programu Proteus 7.7. Programiranje MK-a je urađeno u IAR Embedded Workbench-u korištenjem "Tutoriala" autora: Pashgan na web mjestu. Rad ADC-a je testiran u hardveru. Simulacija rada ADC-a u Proteusu nije uspjela, razlog je opisan u nastavku.

Sl.1 Shematski dijagram 16-bitnog ADC-a.

Detaljan opis svih elemenata (mikrokrugova) kruga možete pronaći na Internetu, razmotrite namjenu svakog elementa u ADC krugu.

Mikrokontroler ATmega 16

Dijagram MK signala prikazan je na slici 2. MK mora generirati 2 taktna signala fiksne frekvencije od 122 Hz (16 MHz / 65536 = ~ 122 Hz). Brojač vremena MK T1 radi u "normalnom načinu rada", bez predskalera, s preklapanjem stanja izlaza OC1A i OC1B, te generira pravokutne impulse na pinovima 18 i 19, tipa "meander", koji su pomaknuti za 90 °. Da biste to učinili, u registar za usporedbu OCR1B upisuje se broj jednak polovici maksimalne vrijednosti koda T1 timera. Na izlazu D4B čipa (XOR logički element) formiraju se pravokutni impulsi F1 udvostručene frekvencije (244 Hz), koji se dovode na prvi ulaz (pin 14) Faznog detektora (PD) Phase Locked Loop ( PLL) D2 čip. Prednji rub impulsa F1 uvijek se poklapa s nultim kodom mjerača vremena T1. U stvarnom krugu, zbog kašnjenja u elementima sklopa, početni pomak nultog koda ne prelazi 5 najmanjih bitnih jedinica (EMP) tajmera T1 i mora se uzeti u obzir pri generiranju rezultata ADC pretvorbe. U rasporedu ADC-a, kašnjenje u MK je 2 EMP (0,125 μs) u 2 D4 elementa - 3 EMP (0,15 μs)

Riža. 2. Dijagram MK signala i mikrosklopova D2 i D4.

Ako postavite način “hvatanja” stanja brojača vremena T1 (“hvatanje”) u ATmtga 16 MK i primijenite pravokutne impulse frekvencije od 244 Hz na ulaz “hvatanja” ICP1, vodeći rub koji će zaostajati za prednjim rubom impulsa F1 u fazi, tada će 16-bitni registar ICR1 očitati 16-bitni kod faznog pomaka između vodećih bridova impulsa F1 i F0. Izbor simbola za signale F1 i F0 povezan je s logikom rada impulsnog PD čipa D2 74HC4046. Prednji rub F1 impulsa postavlja FD izlaz (Tx pin 15 D2) u stanje "Log.1", a vodeći brid F0 impulsa u stanje "Log.0". U Proteusu, pin 15 D2 čipa "ZENER" razlikuje se od "PHASE COMPARATOR III" u korisničkom priručniku za čip. Na dijagramu na slici 1. ova greška je ostala, jer nije uspio popraviti grafičku sliku knjižnične stavke 74HC4046.

Da biste riješili problem: da biste stvorili 16-bitni ADC na 8-bitnom AVR-u, potreban vam je uređaj koji mora pretvoriti analogni signal (na primjer, napon) u trajanje Tx impulsa (fazni pomak između impulsa F1 i F0) , čiji je prosječni napon jednak ulaznom naponu Ux. Ovaj uređaj je detaljno opisan u članku PLL Stabilized Voltage to Pulse Width Converter u časopisu. Dalje u opisu bit će korišteni materijali ovog članka koji su potrebni za objašnjenje principa rada ADC-a. Za prikaz rezultata ADC pretvorbe korišten je alfanumerički LCD zaslon TS1602-A, D5 na slici 1.

Čip 74HC4046 i operacijsko pojačalo ½ paketa D3 (AD823)

Mikrokrug 74NS4046 i operacijsko pojačalo (op-amp) čine PLL krug, na čiji ulaz prima impulsni signal F1. PLL je automatski upravljački sustav s negativnom povratnom spregom (NFB) koji podešava frekvenciju internog oscilatora kontroliranog naponom (VCO) tako da je njegova frekvencija Fo jednaka frekvenciji ulaznog signala F1, slika 3. Podešavanje se provodi zbog prisutnost negativnih povratnih informacija. Izlazni signal VCO, kvadratni val frekvencije F0, uspoređuje se na detektoru faze (PD) s ulaznim signalom F1, signal greške faze nakon filtriranja i pojačanja koristi se za podešavanje izlazne frekvencije VCO.

Slika 3 Funkcionalni dijagram PLL-a.

PLL krug je sličan krugu Operational Amplifier (OPA), s jedinom razlikom što je ulazna varijabla faza titranja, a frekvencija (brzina promjene faze) je povratni signal.

Riža. 4. Blok dijagram PLL-a.

Zbog činjenice da se ugađanje provodi prema razlici faza, sustav je astatičan s obzirom na frekvenciju: u stacionarnom stanju frekvencija ugađanja je točno jednaka frekvenciji ulaznog signala (Fo=F1), a faza pomak je postavljen tako da izlazni napon niskopropusnog filtra (Ugun) osigurava frekvencijsku jednakost. Pod određenim uvjetima, koji ovise o vrsti LPF-a, PLL sustav može biti i astatičan u fazi. Detaljniji opis PLL-a, s derivacijama formula, može se pronaći na internetu i knjigama,.

PLL sustav se uglavnom koristi za frekvencijsku i faznu modulaciju i demodulaciju, množenje i pretvorbu frekvencije, filtriranje frekvencije ili ekstrakciju referentnog valnog oblika za detekciju koherentnog signala. Obično je ulazni signal u PLL uređajima frekvencija. PLL je sustav upravljanja povratnom spregom u kojem su kontrolni parametri frekvencija ili faza signala, a ne veličina njegovog napona ili struje. Predloženi uređaj koristi nestandardni PLL sklopni krug s dodatnim parametrom regulacije napona.

Uvedemo u standardni PLL krug generator G signala F1 s fiksnom frekvencijom i element za usporedbu na ulazu niskopropusnog filtra, koji bi trebao usporediti ulazni napon Ux s izlaznim signalom PD. Promijenimo oblik funkcionalnog dijagrama PLL-a. Slika 5 prikazuje funkcionalni dijagram pretvarača analognog signala (napon Ux) u trajanje impulsa Tx, pulsna fazna modulacija (PPM) s PLL.

Fazna modulacija (PM) je jedna od vrsta modulacije oscilacija, gdje se fazom oscilacije nosioca kontrolira informacijski signal (periodična promjena faze oscilacija prema određenom zakonu; spora u odnosu na period oscilacija) . Iz definicije PM proizlazi da postoji sinusni generator signala, u kojem se faza izlaznog signala mijenja u vremenu. Ova vrsta modulacije koristi se u radiotehnici za prijenos informacija. PM se obično razmatra za sinusne signale.

Slika 5. Funkcionalni dijagram pretvarača analognog signala Ux u trajanje impulsa Tx.

Predloženi uređaj koristi faznu modulaciju impulsnih signala. Primijenimo li impulsni FD s linearnom izlaznom karakteristikom, tada ćemo dobiti precizan pretvarač napona Ux u trajanje impulsa Tx. U ovom pretvaraču analogni ulazni signal Ux uspoređuje se s izlaznim signalom Tx (točnije, prosječna vrijednost impulsa Tx u frekventnom periodu Fo (područje impulsa Tx) sa prosječnom vrijednošću Ux tijekom istog vremena). Prisutnost OOS-a i veliko pojačanje (Ku) LPF-a osiguravaju visoku točnost pretvorbe i smanjuju zahtjeve za točnost i stabilnost svih elemenata kruga koji su obuhvaćeni OOS-om. Hardverska implementacija predloženog sklopa nije težak zadatak, trenutno se proizvode mnogi različiti PLL integrirani krugovi, na primjer, mikrosklop CD4046 (domaći analozi 1561GG1 i 564GG1) uključuje 2 vrste PD, VCO i dodatne upravljačke sklopove VCO. Mikrokrug 74HC4046, funkcionalni analog CD4046, ima 3 vrste PD-a i može raditi na višim frekvencijama. Slika 6 prikazuje hardversku implementaciju niskopropusnog filtra za negativne ulazne napone.

Slika 6 LPF krug za negativne ulazne napone.

Niskopropusni filtar izrađen je prema shemi proporcionalno-integrirajućeg filtra na operacijskom pojačalu (PI filter), koji uspoređuje prosječne vrijednosti signala Ux i Tx u periodu frekvencije Fo, otpornika R1 i R2 određuju faktor skale usporedbe. Umnožak C1*R1 (vremenska konstanta integratora Ti) određuje integrirajući učinak filtera, otpornik R3 osigurava stabilnost PIM kruga, a omjer R3 prema R1 određuje proporcionalni koeficijent filtra Kp. Ako FD ima izlaznu karakteristiku u području pozitivnih napona, tada ulazni signal mora imati negativan polaritet. Ako je ulazni signal pozitivan, tada je potrebno koristiti diferencijalni krug za uključivanje op-pojačala (slika 7). Elementi kruga niskopropusnog filtra moraju zadovoljiti sljedeći zahtjev: R3/R1 = R4/R2 i R1*C1 = R2*C2.

Slika 7 LPF krug za pozitivne ulazne napone.

Izlazni signal niskopropusnog filtra upravlja oscilatorom (VCO) tako da su frekvencije signala Fo i F1 jednake, a fazni pomak između njih takav da je zadovoljena jednakost.

Ux/R1 = (gore/R2)*Tx/T1, (1)

gdje je Up amplituda impulsa Tx (Up je napon napajanja FD);

T1 \u003d 1 / F1 frekvencijsko razdoblje na kojem PLL radi.

Upotreba PI filtera čini PLL sustav astatičnim u fazi, što znači da ako je R1 = R2, tada je stabilna vrijednost relativnog trajanja izlaznih impulsa pretvarača (Tx / T1) određena samo omjerom Ux / Gore i ne ovisi o parametrima drugih elemenata kruga.

Ux/Up = Th/T1, (2)

Ux = Up* Tx/T1. (3)

U formuli (3) poznate vrijednosti su napon napajanja FD (Up = 5v) i period PLL frekvencije T1 = (1/16 000) * 65536 = 4,096 ms (točna vrijednost frekvencije F1 = 244,140625 Hz). Za mjerenje ulaznog napona Ux potrebno je izmjeriti trajanje impulsa Tx (fazni pomak između vodećih bridova impulsa F1 i F0) i zamijeniti ga u formuli (3).

Metoda za proračun elemenata PLL kruga

Početni parametar je frekvencija F1, na kojoj bi ADC s PLL trebao raditi. Za izračunavanje dinamičkih karakteristika upravljačkih sustava koristi se kružna frekvencija (kutna frekvencija) ω = 2π*F, u [rad/s], dimenzija faze ⱷ u [rad]. U stacionarnom stanju, kada su frekvencije F1=F0, izlazna karakteristika PD (pin 15) D2 čipa prikazana je na slici 8.

Riža. 8 PD izlazna karakteristika.

FD faktor pretvorbe (pin 15 D2 čipa) Kfd = Up/2 π [V/rad].

VCO, koji je dio D2 čipa, ima 2 načina (2 ulaza, terminali 9 i 12) za kontrolu izlazne frekvencije F0:
- kontrola napona preko "VCON" ulaza (pin 9), uz pin 11 "R1", spojen je i otpornik čiji je izbor opisan u priručniku za korištenje PLL čipa;
- kontrola struje kroz ulaz "R2" (pin 12), obično se ovaj ulaz koristi za postavljanje početne frekvencije VCO u odsustvu napona na ulazu "VCON".

U dijagramu slike 1. korištena je 2. metoda kontrole frekvencije VCO, budući da u ovom slučaju je dopušten veliki raspon izlaznih napona niskopropusnog filtera, koji je napravljen na D3A (AD823) čipu op-amp. Izlazni napon op-pojačala, koji može varirati od -15V do +15V, pretvara se otpornikom R5 u struju kontrole frekvencije VCO. Odabirom vrijednosti elemenata sklopa (C2, R4 i R5), VCO se podešava na način da kada je izlazni napon niskopropusnog filtra nula (Ugun = 0 V), izlazna frekvencija VCO je Fo = 244Hz ± 10%, a s Vgun = minus 5V, izlazna frekvencija se udvostručila Fo=488 Hz ±10%. To vam omogućuje optimalno korištenje cijelog linearnog raspona izlaznog napona LPF-a za kompenzaciju svih nelinearnih karakteristika elemenata kruga i održavanje visoke točnosti ADC pretvorbe.

Riža. 9 VCO izlazna karakteristika.

PLL dinamika

Za kompetentnu uporabu PLL-a potrebno je poznavati statičke i dinamičke karakteristike ovog uređaja. Na internetu možete pronaći detaljan izvod PLL prijenosne funkcije za različite verzije LPF-a. Slika 10 prikazuje blok dijagram linearnog modela ADC-a s PLL-om u ustaljenom stanju kada je, nakon uključivanja, prijelazni proces (frekvencija pretraživanja i zaključavanja F1) završio F0 = F1. Prijenosne funkcije elemenata sklopa prikazane su u obliku operatora.

Riža. 10 Blok dijagram linearnog modela ADC-a s PLL-om u ustaljenom stanju.

Upotrijebimo gotovu formulu za prijenosnu funkciju W(p) (matematički opis ponašanja dinamičkog sustava) PLL-a, u kojoj je primijenjen PI filter. Prijenosna funkcija (4) odgovara oscilatornoj karici 2. reda:

gdje je p kompleksna varijabla koja se može zamijeniti s jω kako bi se izgradio AFC uređaja;

ωp = 2π*Fp je prirodna kružna frekvencija PLL pojasa u [rad/s];

Fp – prirodna frekvencija PLL pojasa u [Hz] (prijelazna frekvencija PLL petlje);

ξ je faktor prigušenja (slabljenje prijelaznog procesa) PLL-a.

Slika 11 prikazuje logaritamski frekvencijski odziv PLL-a u relativnim jedinicama prirodne frekvencije za različite vrijednosti koeficijenta prigušenja ξ. Dodatno su dati izrazi koji povezuju parametre prijenosne funkcije PLL s parametrima uređaja uključenih u sklop analognog pretvarača signala u trajanje impulsa.

gdje je Kfd konstanta koeficijenta prijenosa PD (V/rad);

Kgun - konstanta pojačanja VCO (rad/s*V);
Ti = R1*C1 – vremenska konstanta integratora PI filtera (c);
Kp = R3/R1 je proporcionalni koeficijent PI filtera;

Slika 11. Logaritamski frekvencijski odziv veze 2. reda.

Frekvencijski odziv PLL-a odgovara niskopropusnom filtru 2. reda s graničnom frekvencijom ωp (rad/s) (prijelazna frekvencija) i nagibom (prigušenjem) od 20 dB po dekadi (6 dB/oktava). Kod projektiranja pretvarača s PLL-om potrebno je odabrati širinu pojasa uređaja ωp=2π*Fp i koeficijent prigušenja (prigušenja) ξ na frekvencijama iznad granične frekvencije.

Odredimo izračunate parametre stvarnog ADC-a s PLL-om, koji je prikazan na slici 1.

Zapišimo doslovno parametre elemenata realnog pretvarača s PLL-om (vidi slike 8 i 9): Kfd = Ur/2π; Kgun = 2πF0/Up; Ti = 1/F0 i F0= F1. Doslovne vrijednosti parametara zamjenjujemo u formule (5) i (6), dobivamo jednostavne (za inženjersku evaluaciju) formule za izračun dinamičkih karakteristika PLL pretvarača.

ωp = F0 [rad/s], (7)

Fp = F0/2π [Hz], (8)

ξ = Kp/2. (devet)

Zamjenom u formulama (8) i (9) vrijednosti stvarnog pretvarača s PLL-om dobivamo sljedeće vrijednosti:

Širina pojasa PLL pretvarača Fp = 244Hz/6,28 = 39Hz;
- koeficijent prigušenja ξ = 1/2 = 0,5.

Koristeći formule (5) i (6), moguće je postići željene karakteristike prijelaznog stanja pretvorbe ulaznog signala promjenom parametara elemenata sklopa i frekvencije pretvorbe F0.

Rezultati ispitivanja rasporeda ADC-a s ATmega 16

Za provjeru točnosti pretvaranja ulaznog napona Ux ADC-a s PLL-om korišten je voltmetar V7-38, koji prikazuje izmjereni napon s 5 decimalnih mjesta s greškom ne gorom od 0,05% na granici od 2V, s razlučivost od 0,1mV i ne gora od 0,1% na granici od 20V uz razlučivost od 1mV.

Raspored ADC-a s PLL-om ima granicu mjerenja od ~ 6,5V (6553,5mV), izmjereni napon se prikazuje na LCD zaslonu (D5) s 5 decimalnih mjesta s rezolucijom od 0,1mV. Izbor granice mjerenja povezan je s maksimalnim decimalnim brojem 65535, što odgovara maksimalnoj vrijednosti binarnog koda brojača vremena T1. Izvor referentnog napona ADC-a je napon napajanja D2 čipa (74HC4046), koji u matičnoj ploči iznosi Up = 5,029 V (5029,0 mV) (mjereno B7-38). Da bi EMP kod brojača vremena T1 bio jednak 0,1 mV, mora biti zadovoljen uvjet (1), maksimalna ulazna struja Uxmax /R1 mora biti uravnotežena strujom povratnog kruga Up/R2 (10) .

65536 / R1 = 50290 / R2, (10)

R1 = R2* (65536/50290),

R1 \u003d 1,303 * R2,

R1 \u003d 130,3 kOhm (vidi sliku 1).

Krug na slici 1 prikazuje varijabilni otpornik RV1 = 1kΩ, koji je serijski spojen s R1 = 130kΩ za fino podešavanje faktora ADC konverzije. U tablici 1. i na slici 12. prikazani su rezultati mjerenja ulaznog napona Ux pomoću ADC matične ploče s PLL-om i voltmetra V7-38. Napon Ux [V] postavljen je iz laboratorijskog napajanja s ugrađenim voltmetrom. U 1., 2. i 3. stupcu Tablice 1. očitanja voltmetara data su bez uzimanja u obzir predznaka (modula) kako bi se pojednostavila usporedba očitanja Ux, B7-38 i ADC-a. U 5. očitavanju LCD zaslona ADC-a i u 4. očitanju ADC-a, u kojem je isključena pogreška u 5 EMP, povezano s početnim pomakom prednjeg impulsa F1 u odnosu na nulti kod mjerača vremena T1 . U 6. i 7. stupcu tablice 1. vrijednosti relativnih pogrešaka mjerenja u [%] voltmetra napajanja u odnosu na V7-38 i ADC očitanja u odnosu na V7-38. Na LCD zaslonu nema zareza iza 4. znamenke, koja bi se trebala pojaviti nakon završetka MK programa.

Stol 1.

Slika 12 Grafički prikaz rezultata ispitivanja ADC-a s PLL-om.

U prilogu dopisa nalazi se datoteka "Photo ATsPF.xlsx" s fotografijama, koje istovremeno bilježe očitanja V7-38 i ADC-a s PLL-om. Video isječak o eksperimentu ima veliku količinu memorije i može se prenijeti u redakciju ako postoji zahtjev.

Analiza rezultata ispitivanja dizajna ADC-a s ATmega 16

Rezultati provjere rasporeda ADC-a pokazuju da odstupanje očitanja ADC-a od očitanja referentnog uređaja V7-38 ne prelazi 0,02%. To ukazuje na visoku linearnost pretvorbe ulaznog napona u trajanje impulsa pomoću PLL-a.

Rezolucija ADC-a, pri mjerenju napona većeg od 2 Volta, 10 puta je veća od one na voltmetru V7-38 (0,1mV za ADC i 1mV za voltmetar V7-38).

Stabilnost očitanja ADC-a ne prelazi ±EMP, što ukazuje na nisku razinu intrinzičnog šuma metode pretvorbe trajanja napona u trajanje pomoću PLL-a.
U stvarnosti, u ADC krugu s PLL-om uspoređuju se dva signala različitog oblika, konstantni napon i pravokutni impulsi, koji se mogu predstaviti kao zbroj konstantnog napona Up / 2 i beskonačnog niza sinusoidnih napona ( Trigonometrijski Fourier serije), čija amplituda ovisi o trajanju impulsa Tx, i frekvencijskim višekratnicima frekvencije ADC pretvorbe (F1).
Svojstva filtriranja PLL-a detaljno su opisana u literaturi. PLL je idealna zamka šuma s frekvencijama koje su višestruke od frekvencije na kojoj radi ADC. Ako ulazni signal Ux sadrži smetnje s frekvencijama F1, 2 F1, 3F1 itd., tada će one biti potpuno potisnute, jer prosječni napon (integral) ovih sinusoida tijekom frekvencijskog razdoblja F1 je nula. Prijenosna funkcija (11) takvog filtera prikazana je na sl.13.

Slika 13 Frekvencijski odziv filtra (11).

(11)

Ova jedinstvena značajka PLL-a je zbog svojstva integracije VCO, čija je izlazna frekvencija određena prosječnim naponom preko radne frekvencije F1. Stoga je na ulazu niskopropusnog filtra moguće usporediti 2 signala različitog oblika, konstantni napon Ux s impulsnim signalom Tx, dok je šum u trajanju impulsa Tx određen interferencijom s frekvencijama koje nisu višekratnik radne frekvencije PLL-a. S obzirom da su svi unutarnji procesi MC-a i ADC-a sinkronizirani s frekvencijom kristalnog oscilatora MC-a, impulsni šum koji nastaje radom MC-a ne utječe na stabilnost očitanja ADC-a. Stoga PLL ADC pruža razlučivost od 16 binarnih (5 decimalnih) bitova. Rezolucija ADC-a ugrađenog u MK kućište je 10 binarnih (3 decimalnih) znamenki, stvarna stabilnost očitanja je 8 znamenki, što je 2 reda veličine lošije od one ADC-a s PLL-om.

Ograničenja koja postoje u ADC-u s PLL-om i kako ih prevladati

PD PLL čipa (74NS4046) u načinu rada detektora frekvencije (FR), kada je VCO sinkroniziran (zaključavanje frekvencije F1=F0), ima izlaznu karakteristiku u skladu sa slikom 14.

Slika 14 Izlazna karakteristika 74NS4046 (pin 15) u BH načinu rada.

Kada je napajanje uključeno (tijekom prijelaznog procesa), moguće je sinkronizirati PLL krug na subharmonike radne frekvencije, na primjer, F0 = 1,5*F1. Sinkronizacija na subharmonicima radne frekvencije događa se kada je ulazni signal Ux na granici linearnog raspona PD izlazne karakteristike (Ux = ~ 0 ili Ux = ~ Up).Da bi se eliminirala takva sinkronizacija, izlazna karakteristika PD-a u načinu usporedbe frekvencije mora imati relejnu karakteristiku u skladu sa slikom 15. U načinu usporedbe faza mora odgovarati slici 8.

Slika 15. Izlaz, relejna karakteristika PD-a za ADC s PLL-om u načinu usporedbe frekvencije F1 i F0.

Gotovi PD mikro krugovi s takvom karakteristikom još nisu proizvedeni, tako da možete koristiti relejni PD krug, koji je razvio autor i dat je u dodatku članku.

Drugo ograničenje se odnosi na rad pretvarača napona Ux u trajanje impulsa Tx, kod Ux=0V ili Ux=Ur. Izlazna karakteristika PD (slika 8) ima periodični karakter s periodom od 2π, pa je potrebno smanjiti (npr. za 2%) raspon ulaznog napona u odnosu na napon napajanja PD [(Ux )max = 0,95Up] i pomaknite ishodište trajanja impulsa, na primjer, za 1% (vidi sliku 16). Prilikom prikaza rezultata ADC pretvorbe pomoću programa, uzmite u obzir te promjene izlazne karakteristike PD-a.

Slika 16 ADC radno područje na PD izlaznoj karakteristici kada je F1= F0.

Zaključak

Nestandardna upotreba PLL i MC sustava (bez ugrađenog ADC-a) omogućila je stvaranje jeftinog i preciznog ADC-a s visokom razlučivosti i niskim intrinzičnim šumom.

Granične vrijednosti za brzinu i razlučivost ADC-a s PLL-om ovise o vrsti mikrokontrolera.

Ako će ADC s PLL-om naširoko koristiti programeri elektroničkih uređaja, onda predlažem skraćeni naziv "ADPC".

ADTF je idealan trap filtar za smetnje koje su prisutne u ulaznom signalu Ux ako je frekvencija smetnje jednaka ili višekratna radnoj frekvenciji pretvarača F1 (2F1, 3F1, itd.). Ako radnu frekvenciju MK sinkronizirate s frekvencijom mreže od 50 Hz (pomoću RF oscilatora, razdjelnika i drugog PLL sustava), tada će se smetnje u ulaznom signalu Ux na frekvencijama višestrukim od 50 Hz potisnuti, a stabilnost očitanja će se povećati.

S obzirom da je ATsF idealan filtar za suzbijanje šuma, ovaj uređaj možete koristiti za pretvaranje izlaznog signala u digitalni kod, na primjer, induktivni senzor s fazno osjetljivim ispravljačem (PV) na izlazu. Tipično, niskopropusni filtar se koristi za izglađivanje mreškanja PV izlaznog napona do razine potrebne rezolucije ADC-a. To dovodi do velikog kašnjenja u sustavu kontrole signala. Ako primijenite ADCF na frekvenciji F1 = Fmod, gdje je Fmod frekvencija modulacije (napajanje induktivnog senzora), tada niskopropusni filtar nije potreban, njegovu funkciju će obavljati sam ADCF uređaj.

Najsuvremenija tehnologija FPGA (Programmable Logic Integrated Circuit) idealna je za izgradnju ADPC-a u jednom paketu.

Prvu primjenu ATsP-a, ali bez mikrokontrolera, koji nije postojao prije 30 godina, autor je koristio za prijenos analognih signala s visokom točnošću putem optokaplerskog odvajanja telemetrijskih kanala satelitske opreme. Pokušaj dobivanja Autorske svjedodžbe za ovo tehničko rješenje bio je neuspješan. Zahtjev za autorsko svjedodžbu može se još uvijek nalaziti u Državnoj javnoj knjižnici za znanost i tehnologiju.

Referenca za povijest

Princip fazno zaključane petlje (sinkronizacije) djeluje u prirodi posvuda. Sinkronizaciju je otkrio Huygens sredinom 17. stoljeća (1650. - 1680.) koji je promatrao podešavanje razdoblja satova koji su visili na jednom zidu. Korištenje Phase Locked Loop (PLL) u elektroničkim uređajima počelo je 1932. godine, kada je Francuz H. de Belsise prvi opisao shemu sinkronog prijema signala koja je bila jednostavnija i elegantnija od sheme superheterodinskog prijema korištene u to vrijeme. Ovaj PLL krug na slici 17, u kojem signal povratne sprege uzrokuje da se napon kontrolirani oscilator točno podesi na frekvenciju dolaznog signala, široko se koristi u mnogim modernim uređajima za obradu informacija i komunikaciju.

http://www.dsplib.ru/content/pll/pll.html http://physics.nad.ru/Physics/Cyrillic/harm_txt.htm
10. http://www.kit-e.ru/articles/elcomp/2003_8_92.php
11. Blekhman I.I. Sinkronizacija u prirodi i tehnologiji.
12. "Elektronika: prošlost, sadašnjost, budućnost" (Prevedeno s engleskog pod uredništvom člana dopisnog člana Akademije znanosti SSSR-a V.I. Siforova ["Mir"; M.; 1980. (296 str.)).

PLL (Phase Locked Loop), kako mu naziv govori, je automatski upravljački sustav (sljedeći sustav), čija je frekvencija ugađanja određena frekvencijom kontrolnog signala, a signal pogreške je fazna razlika između upravljačkog signala i povratni signal. Zbog činjenice da se ugađanje provodi prema razlici faza, sustav je astatičan s obzirom na frekvenciju: u stacionarnom stanju, frekvencija ugađanja je točno jednaka frekvenciji kontrolnog signala. Pod određenim uvjetima, PLL sustav može biti astatičan i van faze.

Uz glavno svojstvo automatskog ugađanja, PLL sustav ima svojstvo filtriranja i ponaša se, bez obzira na svoju funkcionalnu svrhu, poput polinomskog filtra za praćenje. PLL sustav je sustav s višenamjenskim mogućnostima i koristi se za frekvencijsku modulaciju i demodulaciju, filtriranje frekvencije (uključujući filtriranje funkcije modulacije frekvencije), množenje i pretvorbu frekvencije, odabir referentnog vala za koherentnu detekciju itd.

PLL sustav može biti analogni, impulsni, digitalni ili kombinacija (analogno-pulsni, pulsno-digitalni itd.). U analognom PLL sustavu radi kontinuirani signal, karakteriziran trenutnim vrijednostima parametara u svakom trenutku. U impulsnom sustavu parametre signala karakteriziraju diskretne vrijednosti, koje mogu biti trenutne ili intervalne. Impulsni signal s trenutnim očitanjima je, na primjer, pravokutni (tipa meandra) signal kontroliranog generatora, karakteriziran trenutnim vrijednostima frekvencije u točkama promjene razine. Impuls s intervalnim očitanjima je, na primjer, signal detektora impulsne faze (PD), čije je trajanje impulsa određeno izmjerenim intervalom faze. Intervalni impulsni signal može uzrokovati vremenske i druge vrste izobličenja. U digitalnom PLL sustavu, odnosno, koristi se digitalni signal, koji je diskretni tok podataka određen vrijednostima kvantiziranih uzoraka analognog signala i izražen u digitalnom kodu. Kvantizirana očitanja digitalnog signala također mogu biti trenutna i intervalna.

Slijedi generalizirana inženjerska analiza PLL sustava s analognim i impulsnim elementima i razmatra primjene sustava.

Razmatrani PLL sustavi imaju široku primjenu u mikroelektroničkim komponentama koje proizvode poznate tvrtke. Na primjer, Analog Devices koristi PLL sustav:

• u jedno- i dvokanalnim sintisajzerima ADF410x/1x/5x i ADF420x/1x/5x tipovi “Integer-N” i “Fractional-N” s programabilnim (podesivim) frekvencijama do 3,7 GHz;
• za množenje takta u TxDAC+ AD9751/3/5 (300 MHz), AD9772/4 (400/128 MHz) DAC-ovima, u AD9852/4 (300 MHz) digitalnim sintesajzer-modulatorima (DDS) i AD9853/6 modulatorima (168 /20) MHz);
• pomnožiti frekvenciju s k = 2 N /n puta, gdje je n cijeli broj iz serije 1, 2, ... 2 N /2,5, - sa AD9850/1/2/4 DDS sintisajzerima kao djeliteljima frekvencije u petlji povratne sprege (na primjer, s N = 48 i maksimalnom frekvencijom nakon množenja od 300 MHz pomoću AD9852);
• kao frekvencijski modulator u kombinaciji sa sintetizatorom frekvencije i demodulator frekvencije u kombinaciji s frekventnim pretvaračem - u AD6411 primopredajnom čipu DECT sustava;
• kao kvadraturni modulator u kombinaciji s kvadraturnim pretvaračem frekvencije - u AD6523 primopredajnom čipu koji se koristi u sprezi sa sintisajzerom AD6524 (također baziran na PLL), - u GSM i DCS sustavima;
• kao izvor referentne frekvencije s kvadraturnim izlazom za demodulator u AD6432 GSM primopredajnom čipu.

Texas Instruments koristi sustav:

• u dvo- i trokanalnim sintetizatorima frekvencije TRF2020 - do 0,25, 0,25 i 1,2 GHz, TRF2050 - do 0,25 i 1,2 GHz, TRF2052 - do 0,15 i 2,0 MHz i TRF3040, koji je također do MHz. i 2,0 GHz;
• za sintezu signala referentne frekvencije za modulatore u mikro krugovima TRF3040 i TRF3520;
• za množenje takta u procesorima digitalnih signala TMS320C54x, TMS320C62x, TMS320C67x i TMS320VC33.

Motorola (Sektor poluvodičkih proizvoda) koristi sustav u dvokanalnim sintetizatorima frekvencije MC145181 (do 550 i 60 MHz), MC145225 (do 1,2 i 0,55 GHz), MC145230 (do 2,2 i 0,55 GHz namijenjeni za radio) itd. komunikacijska oprema raznih sustava.

Gran-Jansen AS (Norveška) koristi PLL sustav u primopredajniku GJRF400 (GJRF10) koji radi u frekvencijskom rasponu 300-500 MHz za sintezu referentnog valnog oblika i za analognu frekvencijsku modulaciju.

Gornji popis daleko je od potpune, međutim, navedeni mikro krugovi prilično u potpunosti karakteriziraju mogućnosti korištenja PLL sustava.

Osnovni omjeri

U generaliziranom obliku, svaki sustav automatskog upravljanja, bez obzira na njegovu namjenu, sadrži mjerni uređaj s oduzimačem na ulazu i upravljački objekt čiji je izlaz spojen na oduzimač. Subtraktor uspoređuje kontrolnu varijablu i kontrolnu varijablu (iz izlaza reguliranog objekta), što je povratna vrijednost. Uz koncepte upravljanja i kontroliranih veličina, koristit ćemo se pojmovima ulaza i izlaza koji određuju funkcionalnu namjenu sustava. U općem slučaju, ulazne i izlazne veličine nisu uvijek kontrolirane i kontrolirane (u naznačenom shvaćanju ovih pojmova). Prijenosna funkcija sustava -

K (p) \u003d x out / x in \u003d K pr (p) /, (1)

gdje su x out i x in izlazne i ulazne vrijednosti, a K pr (p) i K arr (p) su prijenosne funkcije krugova izravnog prijenosa (od ulaza do izlaza) i negativne povratne sprege (od izlaza do ulaza), p je Laplaceov operator (znak plus u nazivniku znači da je povratna sprega negativna). Ulazna vrijednost može se unijeti na ulaz bilo kojeg elementa, a izlazna vrijednost također se može uzeti iz izlaza bilo kojeg elementa sustava.

Riža. jedan

Na sl. Slika 1a prikazuje dijagram najjednostavnijeg PLL sustava koji sadrži PD fazni detektor (mjerni uređaj), PD filter i upravljivi VG generator (regulirani objekt). PD i VG su obvezni elementi sustava, a filter koji utječe na njegova dinamička (frekvencijska) svojstva može izostati. Upravljačka varijabla je frekvencija w 0 + D w u izmjeničnom naponu na ulazu FD-a čije su komponente: w 0 - referentna frekvencija sustava i D w in - promjena frekvencije koja je ulazna vrijednost koja utječe na sustav. Povratna vrijednost je CG frekvencija jednaka w 0 + D w arr, gdje je D w arr = D w in – pD j , a pD j i D j su promjene frekvencije i faze na PD ulazu uzrokovane D w in. Na sl. 1b prikazuje dijagram varijante sustava koji se razlikuje po tome što na PD ulaz djeluje samo referentna frekvencija w 0, a ulazna vrijednost sustava je napon uin na ulazu CG primijenjen preko “+” guja. Ulazne i izlazne vrijednosti D w in i u out na sl. 1a odredi namjenu sustava - frekvencijski demodulator, a u in i w 0 + D w out na sl. 1b - modulator frekvencije. Funkcionalno, zbrajalica na sl. 1b je subtraktor, budući da negativna povratna sprega djeluje u petlji sustava.

Unatoč činjenici da je kontrolna varijabla u PLL sustavu frekvencija, u PD-u se ne uspoređuju frekvencije, već faze napona na njegovom ulazu. Kao rezultat toga, fazna razlika, koja je integral razlike frekvencije, jednaka je D j = (D w in - D w arr) / p (slika 1a) ili D j = -D w out / p ( Slika 1b), odnosno prijenosna funkcija PD, K PD (p) = K PD /p, gdje je K PD koeficijent prijenosa s dimenzijom V / rad. Fazna razlika na ulazu PD, osim D j , može sadržavati početnu konstantnu komponentu j 0, pri kojoj je na ulazu PD j = j 0 + D j . Komponenta j 0 je integracijska konstanta i određena je izborom načina rada PLL sustava, uzimajući u obzir detektorsku karakteristiku PD-a.

Prijenosna funkcija PLL sustava prema shemi na sl. Slika 1a koja se koristi za demodulaciju frekvencije karakterizira izraz

K BH (p) \u003d U out / D w in \u003d K 0 /, (2)

gdje je u out napon na izlazu filtra (izlazni napon demodulatora) zbog promjene frekvencije na ulazu D w in, K 0 = 1/K UG je koeficijent prijenosa sustava (u ovom slučaju na “ nulte frekvencije), t 0 = 1 /K PD K F K SG - "unutarnja" (bez uzimanja u obzir k F (p) filtera) vremenska konstanta sustava, K SG - koeficijent prijenosa kontroliranog generatora (sa dimenzija (rad/s)/V), a K F i k F (p) - konstantni i frekvencijski ovisni faktori prijenosne funkcije filtra K F (p) = K F k F (p). U nedostatku filtra, tj. s K F (p) = 1,

K BH (p) \u003d K 0 / (1 + pt 0), (3)

gdje je t 0 = 1/K FD K CG. Prijenosna funkcija (3) je funkcija polinoma LPF 1. reda. Općenito, redoslijed PLL sustava jednak je jedan plus red primijenjenog filtra F (integrirajući krug ili LPF).

Prijenosne funkcije (2) i (3) su “vanjske” funkcije PLL sustava, određene zadanim ulazom i izlazom sustava. Glavna funkcija sustava je

K D j (p) = D j /D w in = /, (4)

gdje je D j promjena fazne razlike na ulazu PD, zbog promjene kontrolne frekvencije D w in, a 1 + pt 0 /k F (p) u nazivniku funkcije je polinom od sustav (prema terminologiji u teoriji polinomskog filtriranja), prisutan u svim “vanjskim” prijenosnim funkcijama, uključujući i one u (2), koji se razlikuju u izrazima u brojniku.

Elementi PLL sustava

Kao što je već spomenuto, glavni (obavezni) elementi PLL sustava su PD i VG, koji u sustavima koji se razmatraju mogu biti analogni ili impulsni. Osim toga, razmatrani PLL sustavi mogu uključivati ​​analogne filtere, djelitelje frekvencije s impulsnim ili analognim izlazima, miksere itd.

Fazni detektori. Na sl. Tablica 2 prikazuje karakteristike detektora najčešće korištenih FD-ova:

• sinusna karakteristika detekcije faze množećih i preklopnih analognih amplitudno-faznih detektora (APD) (slika 2a);
• pilasta karakteristika PD impulsa okidača (slika 2b);
• trokutasta karakteristika množećeg impulsnog PD (slika 2c) (njegova varijanta je također prikazana na slici 2d);
• pilasta karakteristika detekcije faze bipolarnog detektora frekvencije okidača (PFD) (slika 2e).

Riža. 2

Prije svega, napominjemo da su karakteristike detektora statične, u kojima se dinamička pogreška svojstvena impulsnim FD-ovima ne manifestira. U analognim PD-ovima mjeri se trenutna razlika faza

D j (t) = j 1 (t) - j 0 (t) = d j (t),

gdje je, u najjednostavnijem slučaju, j 1 (t) = w 0 t + d j (t) i d j (t) faza i modulirajuća faza promjene detektiranog signala, a j 0 (t) = w 0 t je faza referentne oscilacije. Naglašavamo da je riječ o trenutnoj razlici između trenutnih vrijednosti j 1 (t) i j 0 (t), istovremeno brojanih u isto vrijeme t.

U impulsnim PD-ovima, za razliku od analognih, mjeri se fazni interval D j (D t i ), koji je proporcionalan vremenskom intervalu D t i = t 0i – t i , gdje su t 0i i t i različita vremena u kojima se signalne faze j 1 (t i) = w 0 t i + d j (t i) i referentna oscilacija j 0 (t 0i) = w 0 t 0i su jednake. Obično se uzimaju točke s nultim trenutnim vrijednostima sinusoida (slika 3a), koje osiguravaju formiranje ulaznih i, sukladno tome, izlaznih impulsa PD, prikazanih na slici 3a. 3b-d. Kada su j 1 (t i) i j 0 (t 0i) jednaki, vremenski interval je D t i = d j (t i) / w 0, a interval faze je

D d (D t i) = w 0 D t i = d j (t i), (5)

Prema (5), izmjereni intervali faza D j (D t i) numerički su jednaki željenim trenutnim razlikama faza d j (t i). Međutim, treba uzeti u obzir da je u trenutnoj vremenskoj skali slijed intervalnih očitanja ekvivalentan slijedu trenutnih očitanja u diskretnim točkama t j = t i + D t i /2 - umjesto točkama t i , kojima odgovaraju. Kao rezultat toga, faza će se mjeriti s vremenskom greškom D t i /2:

D j (t i) = d j (t i + D t i /2)

Razmotrimo karakteristike detektora PD-a. Analogna NPD karakteristika množitelja prikazana na sl. 2a određena je izrazom

U NPD = K NPD Ucosj, (6)

gdje je U amplituda detektiranog napona, j je fazna razlika između detektiranog i referentnog napona, a K NPD koeficijent detekcije koji ovisi o amplitudi referentnog napona, koji stoga mora biti konstantan. Oba napona, detektirani i referentni, su sinusoidni. Izraz (6) također vrijedi za sklopni analogni NPD koji koristi detektibilnu sinusoidnu naponsku sklopku kontroliranu kvadratnim referentnim naponom. U općem slučaju, analogni APD, prema (6), detektira ne samo faznu razliku, već i amplitudu detektiranog napona U, zbog čega se naziva amplituda-faza. U skladu s gore navedenim, tijekom faze detekcije, amplituda ne samo referentnog, već i detektiranog napona treba održavati konstantnom. Ovisnost u NPD-a o U je nedostatak detektora ako se koristi kao fazni detektor (preklopni NPD se također može koristiti kao sinkroni detektor amplitude). Drugi nedostatak analognog NPD-a je nelinearnost njegovih karakteristika, pa se njegovi uski dijelovi koriste za detekciju, na primjer, od p /4 do 3p /4 ili od -3p /4 do -p /4. Uvođenjem faznog pomaka j 0 = -p /2, radna točka na APD karakteristici (slika 2a) pomiče se ulijevo za navedeni kut, a argument j u (6) zamjenjuje se detektiranom fazom promjena D j . Kao rezultat,

U NPD = K NPD UsinD j = K NPD UD j, (7)

gdje je drugi (približni) dio izraza, proporcionalan D j , za dio raspona faza D j od -p /4 do p /4.

Imajte na umu da se analogni množitelj, koji ima gore navedene nedostatke (kada se koristi kao fazni detektor), naširoko koristi kao mikser u frekventnim pretvaračima, gdje je potrebna visoka "čistoća" pretvorenog frekvencijskog spektra i za koje su analogni množitelji idealni elementi.

Kao množinski impulsni PD s karakteristikom na sl. 2c (inverzno u odnosu na karakteristiku na slici 2a), obično se koristi XOR mikrosklop, međutim, ima nestabilne izlazne razine "0" i "1", te je stoga od male koristi za izravno mjerenje fazne razlike . Stoga se kao PD ulazi koristi analogni multipleksor s dvobitnim adresnim ulazom. Takav multipleksor se može predstaviti kao da se sastoji od mikrosklopa za detekciju faze XOR i izlaznog prekidača kojim upravlja. Korištenje komutatora i preklopnih točnih napona osigurava točne karakteristike PD-a. Osim toga, ovisno o izboru razina komutiranih napona, moguće je promijeniti vrijednost koeficijenta pretvorbe (detekcije), kao i vertikalni pomak karakteristike i njezinu inverziju. Na sl. 2d prikazuje pomaknutu karakteristiku zbog sklopnih napona -E i E (umjesto 0 i 2E, što odgovara karakteristici na slici 2c). Osim toga, karakteristika na sl. 2d je prikazana kao funkcija D j za j 0 = p /2 (slično kao (7) za APD):

U PD = K PD D j, (8)

Karakteristika (8) je linearna u radnom području od -p /2 do p /2.

Višestruki impulsni PD-ovi naširoko se koriste u PLL sustavima. Napomenimo sljedeće značajke u radu PD-a: kod impulsnih PD-a se preklapaju konstantne razine „stranih” izvora, dok se kod komutiranih analognih NPD-a prebacuje detektirani napon. Osim toga, u impulsnim FD-ovima prekidačem upravljaju impulsi s izlaza množitelja, dok se u analognim NPD-ovima sklopkom upravlja referentnim naponom.

Karakteristika impulsnog PD okidača, na primjer, tipa RS-okidača (slika 2b), razlikuje se od razmatranih karakteristika dvostruko većim rasponom faza, od 0 do 2p, i nagibom radnog dijela karakteristika samo jednog predznaka, pozitivnog ili negativnog (pozitivni nagib karakteristike prikazane na slici 2b). Slika 2b, može se promijeniti u negativnu "promjenom polariteta" ulaza ili izlaza okidača). Kako bi se poboljšala točnost karakteristike, poput XOR-a, na izlazu okidača može se uključiti prekidač s uključenim točnim naponima. Bitno je da razmatrani FD bude okidač i da radi “sprijeda”, dok množenje FD-ova djeluje “po trajanju”. Iz tog razloga, okidač (okidač) PD ima manju otpornost na buku, a osim toga, njegova uporaba dovodi do prolaznih procesa na početku demoduliranih rafala. Fazni odziv FPD-a kombinacija je dviju karakteristika okidačkog impulsnog PD-a, dodanih suprotnim predznacima (slika 2e). U modernim PFD-ima, koji se naširoko koriste u frekventnim sintetizatorima, poduzete su mjere za osiguranje visokokvalitetnog "poprečnog povezivanja" dviju karakteristika, u kojima šum detekcije praktički izostaje (tzv. low-noise PFD). Fazni raspon PFD-a je od -2p do 2p. Polaritet izlaznih impulsa PFD-a određen je predznakom, a trajanje, kao kod konvencionalnog okidačkog FD-a, određeno je vrijednošću izmjerene razlike faza (faznog intervala). Obično PFD imaju strujni izlaz (s visokim izlaznim otporom), što je prikladno za izgradnju sustava s pasivnim proporcionalno-integrirajućim krugovima kao filterom. U stacionarnom stanju, kada se koristi PLL s faznim astatizmom, trajanje impulsa na PFD izlazu je nula (nema impulsa). Ovaj način rada je glavni kada se koristi FFD u sintetizatorima frekvencije. S depodešavanjem frekvencije, PFD radi kao detektor frekvencije s bipolarnom karakteristikom detekcije releja koja ovisi o predznaku za odgađanje.

Riža. 3

Karakteristike PD svih vrsta su periodične, što je posljedica periodičnosti promjene faznog kuta. Pozitivni ili negativni nagibi analognih ili množećih pulsnih PD karakteristika određuju predznak plus ili minus PD prijenosne funkcije, koji automatski odabire PLL kada je uključen. Istodobno, u sustavu se osigurava negativna povratna sprega, uzimajući u obzir znakove (plus ili minus) koeficijenata prijenosa drugih elemenata. Za razliku od sinusoidnih ili trokutastih karakteristika PD-a, pilasta svojstva PD-a okidača i PFD-a zahtijevaju preliminarni odabir predznaka nagiba, koji se, kao što je gore spomenuto, može promijeniti „obrnutim polaritetom“.

Obično se PD, kao i detektor bilo koje vrste, shvaća kao element koji se sastoji od dva dijela - detekcije i filtriranja. Prilikom konstruiranja PLL sustava, njegov prvi detekcijski dio koristi se kao PD, a primijenjeni filter se smatra elementom sustava. Izlazni signal PD-a sadrži korisnu komponentu koja je proporcionalna ili gotovo proporcionalna (ovisno o vrsti PD-a) detektiranoj razlici faza, kao i visokofrekventne komponente koje se pojavljuju kao mreškanje i obično su podložne filtriranju. Spektar mreškanja određen je nositeljem s udvostručavanjem frekvencije (za množenje FD-ova i prebacivanje FD-a s udvostručavanjem) ili bez udvostručavanja frekvencije (za prebacivanje FD-a bez udvostručavanja i okidačkih FD-ova).

Uz navedeno, napominjemo da ulazni signali analognog i množećeg impulsnog PD-a moraju biti sinusoidni ili pravokutni s radnim ciklusom jednakim 2. Za PD-ove okidača radni ciklus nije potreban, ali ga treba uzeti u obzir imajte na umu da je fazna razlika između rubova impulsa koji okidaju i okidača reset.

kontrolirani generatori. Kao što je već spomenuto, VG u PLL sustavu može biti analogni ili impulsni (kao i PD). Analogni VG može biti uskopojasni visokofrekventni (stotine MHz, jedinice GHz) tranzistorski generator s oscilatornim krugom, koji koristi varikape (varaktore) kontrolirane naponom. Generator ne zahtijeva pomak E0 prikazan na sl. 1a, b. Njegov način rada osigurava vlastiti krug pristranosti. Izlazni napon generatora je sinusoidan, ali pri korištenju komparatora može biti pravokutni (pulsni).

Kao impulsni UG (s frekvencijom do jedinica MHz), može se koristiti širokopojasni napon-frekvencijski pretvarač s kontinuiranom integracijom i balansiranjem naboja, također poznat kao PFM modulator. Frekvencija takvog VG-a (njegove trenutne diskretne vrijednosti) proporcionalna je pretvorenom analognom naponu (njegove trenutne vrijednosti u istim vremenskim referentnim točkama). Primjer razmatranog UG-a mogu biti pretvarači AD650 i AD654 tvrtke Analog Devices. Postoji vrsta UG sa sinkronizacijom frekvencije izlaznog signala po taktnim impulsima (AD652, AD7741/2). Takav VG sličan je sigma-delta modulatoru i namijenjen je za korištenje u sustavima s digitalnom pretvorbom.

Riža. 4

Na sl. 4a prikazuje blok dijagram impulsnog CG (bez sinkronizacije), a na sl. 4b - dijagrami naprezanja na njegovim elementima. Također su prikazani naponi na elementima PLL sustava bez filtera s razmatranim impulsnim CG i množenjem impulsnog PD-a. Na sl. 4a,b: Uin - napon na upravljačkom ulazu PD; U arr je napon povratne sprege na drugom ulazu PD, što je izlazni napon UG (U UG); U vkhUG - napon na ulazu UG, koji je izlazni napon PD (U PD); U int, U comp i U jedan - napon integratora, komparatora i pojedinačnog vibratora kao dijela UG. Naponski dijagrami jasno ilustriraju rad VG i PLL sustava u cjelini. Posebno se može vidjeti da je UvkhUG "filtriran" u integratoru;

Razdjelnici frekvencije. Razdjelnici frekvencije uključeni u povratnu petlju između VG i PD osiguravaju množenje frekvencije pomoću PLL-a na VG izlazu. Kao razdjelnici mogu se koristiti obični brojači ili posebno dizajnirani razdjelnici za sintisajzere frekvencije (u kombinaciji s brojilama uključenim na PLL ulazu). U sintetizatorima frekvencije, frakcijsko množenje frekvencije ima visoku razlučivost, implementirano softverskim podešavanjem. Posebni djelitelji frekvencije koji se koriste u sintisajzerima uključuju djelitelje "Integer-N" i "Fractional-N" (s cjelobrojnim i razlomnim faktorima dijeljenja). Prvi od njih se široko koriste u frekventnim sintisajzerima, drugi su novi, dajući veće parametre sintisajzera. Gore spomenuti digitalni (DDS) sintesajzeri s analognim izlazom također se mogu koristiti kao djelitelji frekvencije.

Obično su uređaji koji koriste PLL sustav dostupni u obliku mikrosklopova u jednom čipu. U nastavku se razmatraju vanjski filtri, kao i krugovi za podešavanje frekvencije kontroliranih generatora koji sadrže induktivne elemente, kondenzatore i varikape (varaktore).

PLL način rada

Riža. 5

Na sl. Slika 5a prikazuje dijagram PLL sustava (u pojednostavljenom obliku bez filtera) s oznakom vrijednosti koje karakteriziraju način rada sustava (za pojačalo bi se takav način rada nazvao DC način). Na sl. 5a, kontrolna varijabla je frekvencija w0 na ulazu, koja je zbog fazno zaključane petlje jednaka frekvenciji CG, a upravljački napon CG i, sukladno tome, izlazni napon PD su jednako E 0 = w 0 /K CG. Početna fazna razlika na PD ulazu s karakteristikom na sl. 2c (množenje impulsnog PD s uključenim naponima 0 i 2E) jednako je j 0 = E 0 /K PD = w 0 /K PD K UG = w 0 t 0 . Obično se bira j 0 = p /2 ili -p /2, pri čemu je radna točka u sredini linearnog presjeka karakteristike.

Na sl. Slika 5b prikazuje varijantu kruga s vanjskim izvorom prednapona E0, koji odgovara krugu na sl. 1c. U ovoj varijanti napon na izlazu PD jednak je nuli, ali je početna faza, kao iu prethodnom slučaju, jednaka j 0 = p /2 ili -p /2. Potonji je osiguran sklopnim naponima PD, jednakim -E i E, i odgovara karakteristici na sl. 2g. U stvarnosti, na dijagramima na sl. 5a,b, početna fazna razlika i izlazni napon PD imat će beznačajna odstupanja od navedenih vrijednosti, što je posljedica automatskog podešavanja sustava radi kompenzacije utjecaja odstupanja u parametrima PD i VG i napon E0 vanjskog izvora od navedenih nazivnih vrijednosti.

Unatoč komplikacijama, shema na Sl. 5b (slika 1c) može biti poželjnije iz sljedećeg razloga. Činjenica je da vremenska konstanta t 0 određuje, uz k F (p), dinamička svojstva sustava, te bi stoga trebalo biti moguće odabrati njegovu traženu vrijednost. Istovremeno, za krug na sl. 5a, prema gornjem izrazu za j 0, vrijednosti t 0 i j 0 su međusobno povezane, a promjena t 0 povlači za sobom promjenu j 0 . Kao rezultat toga, postavljeni PD način rada i PLL sustav u cjelini će se promijeniti. Shema na sl. 5b nema ovaj nedostatak, a t 0 se može odabrati neovisno o j 0.

Frekvencijska svojstva PLL sustava

Prijenosna funkcija (3) je funkcija 1. reda. Primjena filtra na PLL mijenja dinamička svojstva sustava. Polinom sustava (polinom u nazivniku prijenosnih funkcija) određuje redoslijed, vrstu aproksimacije i frekvencijski raspon filtriranja, a pojam ili polinom u brojniku određuje vrstu filtriranja (low-pass, visokopropusno ili propusno filtriranje) i koeficijent prijenosa.

Riža. 6

PLL sustavi 2. reda obično koriste jedan od filtara 1. reda prikazanih na Sl. 6 (imajte na umu da je općeprihvaćeni naziv "filter" u ovom slučaju uvjetan; bilo bi ispravnije smatrati ih krugovima za korekciju frekvencije):

• integrirajući filtar (IF) (slika 6a) s prijenosnom funkcijom K F (p) = U out /U in = 1/(1+p t F) = k F (p) na K F = 1, gdje je t F = RC - vremenska konstanta filtra;
• proporcionalno-integrirajući filtri (PIF) (slika 6b,c) s prijenosnom funkcijom K F (p) = U out /U in = (1 + p t F1)/(1 + p t F) = k F (p) na K F = 1, gdje je t F = RC, t F1 = R2C, R = R1 + R2;
• proporcionalno integrirajući krugovi (PI) (slika 6d,e) s prijenosnom funkcijom K F (p) = U out / I in = K F k F (p), gdje je K F = R, k F (p) = 1 + 1/p t F1 , t F1 = RC.

PI sklop se razlikuje od IF i PIF po tome što je izvor njegovog ulaznog signala izvor struje I in s beskonačno visokim otporom. U PLL sustavu PI sklop je implementiran, na primjer, korištenjem operacijskog pojačala s PI kao paralelnim krugom negativne povratne sprege. Prijenosna funkcija kruga s pojačalom je K F (p) = -(K F + 1/p t F) = -K F k F (p), gdje je K F = R/r, t F = rC, r je otpor strujnog podešavanja kruga , uključen na ulazu pojačala, i k F (p) - prema PI na sl. 6 g, d. Predznak minus, određen invertirajućim uključivanjem pojačala, mora se uzeti u obzir u faziranju PD-a, ako je PD s pilastom karakteristikom. Imajte na umu da je tF “fizička” vremenska konstanta PI kruga, kao i PIF, dok je t F1 uvjetna vremenska konstanta, prikladna za pisanje matematičkih izraza. Prijenosna funkcija PI, određena s K F + 1/p t F, za razliku od PIF-a, sastoji se od dvije funkcije - proporcionalne KF i integrirajuće 1/p t F. K F utječe na faktor kvalitete i, sukladno tome, na stabilnost sustava (pri KF --> 0 PLL sustav je nestabilan), a pojam 1/p t F određuje integrirajuće svojstvo PI, što osigurava astatizam PLL sustava s obzirom na fazu. Nedavno se umjesto operativnog pojačala koje osigurava strujno "napajanje" PI-a koristi strujni oblikovnik, koji se koristi zajedno s gore razmatranim PFD-om. Navedeni oblikovnik osigurava spajanje PI s "donjim" izlazom na "uzemljenje". Imajte na umu da, zajedno s najjednostavnijim RC krugom na Sl. 6d, kao PI se koriste lanci složene konfiguracije i, sukladno tome, viših redova.

Osim izlaza glavnog filtera U out, spojenih u PLL sustavu na ulaz HS-a, na sl. 6b-d prikazani su dodatni izlazi U out *, koji se, uz glavne, mogu koristiti za hvatanje izlaznog signala PLL sustava. Korištenje dodatnih izlaza jednako je povezivanju vanjskih filtara na izlazu sustava koji se ne koriste u zatvorenoj povratnoj petlji. Prijenosne funkcije filtara za dodatne izlaze, zajedno s onima za glavne izlaze, prikazane su u tablici.

Polinom prijenosnih funkcija PLL sustava 2. reda, kao i polinomskih filtara istog reda, određen je generaliziranim izrazom 1 + p /w 0 Q + p 2 /w 0 2 , gdje je w 0 prirodni frekvencija sustava, poznata u teoriji filtara kao frekvencijski polovi, i Q - faktor kvalitete, koji određuje vrstu aproksimacije frekvencijskih karakteristika (prema Butterworthu, Chebyshevu, itd.). Tablica prikazuje polinome PLL funkcija s različitim filtrima, kao i odgovarajuće izraze Q i w 0 . U tablici su također prikazani podaci glavne funkcije K D j (p) (4) i prijenosne funkcije sustava kada se koristi kao demodulator frekvencije: K BH ^ (p) - s izlazom nakon PD (prije filtra ), K BH (p) - nakon filtera i KCHD * (p) - prilikom uklanjanja signala s dodatnog izlaza filtera. Naglašavamo da je operator p u prijenosnim funkcijama PLL sustava određen izrazom jW , gdje je W frekvencija promjene frekvencije na ulazu i, sukladno tome, izlazni napon (kod frekvencijske modulacije to je frekvencija modulacije ).

Analizirajući podatke navedene u tablici, možemo izvući sljedeće zaključke. Funkcija K D j (p) PLL 1. reda je funkcija LPF-a, a kod PI - funkcija PF-a (bandpass filtering) s rezonantnom frekvencijom w 0 . PF funkcija PI sustava određuje astatizam sustava s obzirom na fazu: pojačanje na nultoj frekvenciji je nula. Prijenosna funkcija K D j (p) sustava s IF i PIF ukupna je funkcija LPF-a i PF-a, koja se može smatrati funkcijom LPF-a, promijenjena u području granične frekvencije. Podsjetimo da je filtriranje 2. reda niskopropusno ako je brojnik funkcije član nultog reda (t 0), a propusno filtriranje prvog reda (pt 0 t F1).

Funkcije K BH (p) i K BH* (p) za sustav s PIF identične su funkcijama za sustav s PI, ali se postižu s različitim K D j (p) navedenim gore. Korištenje dodatnih izlaza, koje karakterizira K BH* (p), omogućuje, za razliku od K BH (p), dobivanje prijenosnih funkcija tipa LPF (sl. 6b, d) i PF (sl. 6c, e), i K BH * ( p) LPF tip je sličan KCHD(p) sustava s IF. Značajka korištenja PIF-a, u usporedbi s IF-om, je da se traženi faktor kvalitete može postaviti promjenom omjera R2/R (t F1 /t 0) bez promjene t 0 i t F i, sukladno tome, bez mijenjajući w 0 .

Primjena PLL-a

Korištenje PLL sustava povezano je s tim koji je njegov element ulaz, a koji izlaz. Razmotrite glavne primjene PLL sustava.

demodulator frekvencije. Kod korištenja PLL sustava kao frekventnog demodulatora, FM signal se dovodi na PD ulaz (sl. 1a, c), a demodulirani signal se preuzima npr. s izlaza filtra. Prijenosnu funkciju demodulatora određuju izrazi za brojnik i nazivnik dani u tablici, kao i izraz (2). Za filtriranje demoduliranog signala s potrebnim parametrima obično se koristi dodatni vanjski filtar. U ovom slučaju, PLL sustav treba smatrati prvom fazom filtriranja te ga u skladu s tim treba uzeti u obzir pri izračunu ukupne prijenosne funkcije filtra (sa potrebnim redoslijedom, aproksimacijom i graničnom frekvencijom).

frekvencijski modulator. Kada se PLL sustav koristi kao modulator frekvencije, modulirajući signal uin(t) se primjenjuje na ulaz CG, kao što je prikazano na sl. 1b, a modulirano - uklanja se s izlaza UG. U ovom slučaju sam modulator je VG, a PLL sustav postavlja noseću frekvenciju koja je određena referentnom (kontrolnom) frekvencijom na PD ulazu. Osim toga, sustav osigurava filtriranje moduliranog signala, određeno odabranim parametrima prijenosne funkcije. Općenito, prijenosna funkcija PLL-a u FM modu, za razliku od (2) za demodulaciju,

Za FM (p) \u003d D w out / u in \u003d,

gdje je K 0 = t 0 K Pri korištenju investicijskog fonda

K FM (p) \u003d (pK 0 + p 2 K 0 t f) / (1 + pt 0 + p 2 t 0 t f); (9)

K FM * (p) \u003d pK 0 / (1 + pt 0 + p 2 t 0 t f), (10)

Sukladno tome, za preuzimanje FM signala s glavnog i dodatnih izlaza PIF-a (slika 6b). Funkcija (9) je ukupna funkcija PF-a i HPF-a, a funkcija (10) je funkcija PF-a. Druga opcija preuzimanja signala je poželjnija za uskopojasne modulirane signale.

Riža. 7

frekvencijski filtri. Na sl. 7a prikazuje dijagram PLL sustava s frekventnim filtriranjem napona uin, a na sl. 7b - s frekventnim filtriranjem modulirajuće promjene frekvencije Dwin kao dijela FM signala. Oba filtera imaju istu prijenosnu funkciju

K f (p) = 1/,

što je funkcija LPF-a kada se koristi IF i ukupna funkcija LPF-a i PF-a - kada se koristi PIF i PI. Osim toga, prvi od filtara (slika 7a) može se koristiti sa prijemom signala s dodatnih izlaza PIF-a i PI-a, za koje su implementirane funkcije LPF i PF.

Fazni mjenjač. Ovisnost konstantne razlike faza na PD ulazu o načinu rada PLL sustava prikazana je gore (slika 5a,b). U skladu s tim, prilikom preuzimanja signala s izlaza UG, kao što je prikazano na sl. 7b, moguće je dobiti fazni pomak izlaznog signala, na primjer, j 0 = p /2 ili -p /2 (kvadraturni fazni pomak). Kut j 0 = p /2 dobiva se odabirom PD karakteristike na Sl. 2d, i j 0 = -p /2 - s "promjenom polariteta", na primjer, izvori E i -E. Mogući su i drugi kutovi.

Multiplikator frekvencije. Množenje frekvencije pomoću PLL-a postiže se uključivanjem “:N” djelitelja frekvencije u povratnu petlju kao što je prikazano na sl. 7. stoljeća Frekvencija na izlazu VG, koja je izlaz množitelja, jednaka je w out \u003d w 0 N, gdje je N faktor podjele djelitelja. U sintetizatorima frekvencije, na ulazu PLL-a, dodatno je uključen i djelitelj frekvencije “:R” (nije prikazan na slici 7c). Kao rezultat, w 0 = w u /R, i w out = w u N/R, gdje je R faktor dijeljenja razdjelnika “:R”. Kombinirana uporaba razdjelnika ":R" i ":N" (s programiranim omjerima dijeljenja) omogućuje sintezu frekvencija u širokom rasponu i s visokom razlučivosti.

Uvođenjem djelitelja frekvencije u povratni krug povećava se inercija PLL-a: t 0 = N/K PD K F K UG. Inercija se može smanjiti uvođenjem dodatnog pojačanja koji će kompenzirati utjecaj N, ali postoji i drugi način. U sintetizatorima frekvencije, kao što je gore navedeno, koriste se djelitelji frekvencija tipa "Integer-N" ili "Fractional-N". Potonji, za razliku od prvog, karakteriziran je frakcijskim brojevima koeficijenta N. Stoga vrijednosti N za "Fractional-N" mogu biti manje (na primjer, N = 10,25 umjesto 1025 za "Integer-N" ) s odgovarajućim većim (u istih 100 puta) w 0 . S manjom vrijednošću N bit će manji učinak na t 0 , a s odgovarajućom većom vrijednošću w 0 olakšavaju se uvjeti za filtriranje PD signala na ulazu HS.

Umnožavanje frekvencije također se može implementirati u PLL sustavu s DDS sintisajzerom kao djeliteljem frekvencije, ali na nižim frekvencijama. Ako su za sintetizator ADF4113 (sa “Integer-N”) sintetizirane frekvencije do 3,7 GHz, onda je za množitelj frekvencije s AD9852 DDS sintisajzerom do 300 MHz. Umnožavanje frekvencije ponekad se kombinira s frekvencijskom modulacijom (ključanjem), kao, na primjer, u AD6411 primopredajnom čipu. Imajte na umu da se pri množenju frekvencije FM signala ne množi samo frekvencija vala nositelja, već i devijacija frekvencije.

Riža. osam

Pretvorba frekvencije s fazno zaključanom petljom. Na sl. Slika 8a prikazuje dijagram PLL sustava s ugrađenim frekventnim pretvaračem koji sadrži “X” mikser i BPF pojasni filtar podešen na frekvencijsku razliku w 0 = w 1 – w 2 (AD6411 čip). Ulazna vrijednost je w 1 + D w in s nosačem w 1, a izlazni napon u out. Predmetni je uređaj frekvencijski demodulator u kojem demodulaciji prethodi pretvorba frekvencije. Značajka uređaja, za razliku od uobičajenog uključivanja pretvarača i demodulatora (bez povratne sprege), je da automatski podešava sustav na frekvenciju razlike w 0 . Postavlja se kao kontrolna varijabla na ulazu PD-a.

Uređaj koji se razmatra može se koristiti ne samo za demodulaciju, već i za pretvorbu frekvencije, bez uklanjanja demodulacijskog signala. U ovom slučaju, w 2 je konvertirani nosilac, a signal se uzima s izlaza CG, kao što je prikazano na sl. 8b. Prijenosna funkcija demodulatora na sl. 8a

K BH (p) \u003d K 0 /, (11)

gdje su k F (p) i k PF (p) varijabilni množitelji prijenosnih funkcija F i PF, a K 0 = 1/K UG. U najjednostavnijem slučaju, ako je PF drugog reda s k PF (p) = ap/(1 + ap + bp 2),

K BH (p) \u003d K 0 /

je LPF funkcija, čiji je redoslijed smanjen za jedan zbog množitelja ap u brojniku PF funkcije. Izraz za prijenosnu funkciju pretvarača je isti kao i za demodulator, ali s K0 = 1.

Kvadraturna modulacija s faznim zaključavanjem. Na sl. Slika 8c prikazuje dijagram kvadraturnog modulatora baziranog na PLL-u koji se koristi u GSM i DCS radiokomunikacijskim sustavima (čip AD6523). Petlja PLL sustava prikazuje kvadraturni modulator “Mod.”, na čijem se ulazu nalazi frekventni pretvarač “X”. Prijenosna funkcija modulatora na sl. 8c

K mod (p) = D w out / u in = K mod /, (12)

gdje je K mod \u003d D w mod / u in - pojačanje modulatora "Mod.". Ako u sustavu postoji propusno filtriranje, ono se dodatno uzima u obzir u (12) kao (11).

Primjećujemo sljedeću zanimljivu činjenicu. U sustavima na sl. 8, koriste se mikseri i modulator, koji su množitelji signala i, prema tome, nelinearni elementi (kao, zapravo, fazni detektor). Ali za frekvencije i faze istih signala, oni su zbrajači ili oduzimači. Kao rezultat toga, za varijaciju frekvencije, mikser i modulator su linearni elementi.

Primjena PLL sustava nije ograničena na navedene primjere. Svaki sustav čiji se rad temelji na petlji s faznom blokadom je, prema tome, PLL sustav u ovom ili onom obliku. Komponente gore navedenih proizvođača tipični su primjeri primjene PLL sustava. Komponente koje koriste PLL sustav su raznolike i imaju visoke specifikacije.

Književnost

1. Sustavi za zaključavanje faze s elementima diskretizacije / Ed. V.V. Shahgildyan. - M.: Radio i komunikacije. - 1989.
2. Fomin A.A. i drugi analogni i digitalni sinkroni fazni mjerači i demodulatori. - M.: Radio i komunikacije. - 1987.
3. Levin V.A. i dr. Sintetizatori frekvencije sa sustavom pulsno-faznog samopodešavanja. - M.: Radio i komunikacije. - 1989.
4. Curtin M., O'Brien P. Phase Locked Loops for High-Frequency Receivers and Transmitters // Analog Dialogue, Analog Devices, 1999., Vol. 33, br. 3, 5, 7.
5. Fague D. OthelloTM: Novi skup radio čipova s ​​izravnom pretvorbom eliminira IF faze // Analog Dialogue, Analog Devices, 1999., Vol. 33, br. deset.
6. Golub V. GJRF10 primopredajnik iz Gran Jansen AS // Chip News. - 1998. - br. 4. - S. 30–32.
7. Moshits G., Horn P. Dizajn aktivnih filtara. - M.: Mir. - 1984.
8. Golub V.S. Trenutačna i prosječna frekvencija oscilacija i integrirani FM i PFM modulatori // Radiotehnika. - 1982. - t. 37. - br. 9. - S. 48–50.
9. Golub V. Pogled na sigma-delta ADC // Chip News. - 1999. - br. 5. - S. 23–27 (izm. br. 8, str. 48).
10. Tehnički sažetak SWRA029: Osnove PLL razlomaka/cijelobrojnog N / C.Barrett. - Texas Instruments, kolovoz 1999.
11. Golub V.S. Ekvivalentni sklop PLL sustava // Izv. sveučilišta. Radioelektronika. - 1994. - t. 37. - br. 8. - S. 54–58.

Phase-Locked Loop (PLL) je vrlo važna i korisna jedinica koju mnogi proizvođači proizvode kao zaseban integrirani krug. PLL sadrži fazni detektor, pojačalo i naponski kontrolirani oscilator (VCO), a kombinacija je analognog i digitalna tehnologija u jednom paketu. Razmotrimo dalje korištenje PLL-a za dekodiranje tonova, demodulaciju AM i FM signala, umnožavanje frekvencije, sintezu frekvencija, sinkronizaciju impulsa signala iz izvora buke (na primjer, magnetska traka) i obnavljanje " čiste" signale.

Postoji tradicionalna predrasuda prema PLL-u, dijelom zbog poteškoća u implementaciji PLL-a na diskretne komponente, a dijelom zbog sumnje u njegov pouzdan rad.

Riža. 9.67. Fazno zaključani krug petlje.

Pojavom jeftinih i lakih za korištenje PLL-ova, prevladana je prva prepreka njihovoj raširenoj uporabi. Kada su pravilno dizajnirani i pravilno korišteni, PLL-ovi postaju pouzdani elementi kruga kao op-pojačala ili flip-flops.

Na sl. Slika 9.67 prikazuje klasični PLL. Fazni detektor je uređaj koji uspoređuje dvije ulazne frekvencije i generira izlazni signal proporcionalan njihovoj razlici faza (ako se, na primjer, frekvencije razlikuju, tada će se na izlazu pojaviti periodični signal na frekvenciji razlike). Ako nije jednako , tada će filtrirani i pojačani signal greške faze utjecati na frekvenciju VCO, mijenjajući je u smjeru . U normalnim uvjetima, VCO se brzo "zaključava" na frekvenciju, održavajući konstantan fazni pomak u odnosu na ulazni signal.

Budući da je filtrirani izlaz faznog detektora istosmjerni signal, a pogonski ulaz VCO mjera ulazne frekvencije, jasno je da se PLL može koristiti za FM detekciju i dekodiranje tona (koristi se u digitalnom prijenosu preko telefonskih linija). VCO izlaz je signal lokalne frekvencije, tako da VCO daje čist referentni signal koji može sadržavati šum. Budući da VCO izlazni signal može biti bilo kojeg oblika (trokutasti, sinusoidni, itd.), to vam omogućuje da formirate, recimo, sinusni signal, sinkroniziran s nizom ulaznih impulsa.

U jednoj uobičajenoj primjeni, PLL je povezan između VCO izlaza i faznog detektora s modulo brojačem, čime se osigurava množenje referentne ulazne frekvencije. Ovo je idealna metoda generiranja taktnih impulsa na višestrukim frekvencijama mreže za integraciju ADC-a (dvostupanjski i balansiranje naboja) uz potpuno odbacivanje šuma mrežne frekvencije i njegovih harmonika. Takvi su sklopovi glavni u konstrukciji frekventnih sintisajzera.

PLL komponente.

Najjednostavniji fazni detektor je detektor tipa 1 (digitalni) koji je jednostavna vrata XOR (slika 9.68). Na slici je prikazana ovisnost izlaznog napona o razlici faza pri korištenju niskopropusnog filtra i pravokutnog ulaznog valnog oblika s radnim ciklusom od 50%. Fazni detektor tipa 1 (linearni) ima sličan izlazni napon u odnosu na faznu razliku, iako je njegov sklop "četvorokvadrantni množitelj", također poznat kao "uravnoteženi mikser". Visokolinearni fazni detektori ovog tipa naširoko se koriste u sinkronoj detekciji, što razmatramo u poglavlju. 15.15.

Fazni detektor tipa 2 osjetljiv je samo na položaj rubova signala i ulaznog VCO, kao što je prikazano na sl. 9.69.

Riža. 9.68. Fazni detektor (tip 1), izrađen prema XOR shemi.

Krug faznog komparatora generira izlazne impulse s kašnjenjem ili odvajanjem ovisno o tome kada se javljaju logički prijelazi izlaznog signala VCO, nakon ili prije prijelaza referentnog signala, respektivno. Širina ovih impulsa jednaka je vremenskom intervalu između odgovarajućih rubova, kao što je prikazano na slici. Tijekom djelovanja ovih impulsa, izlazni krug ili preusmjerava ili odaje struju, a u intervalima između impulsa je u otvorenom stanju, tvoreći odnos između izlaznog napona i fazne razlike prikazane na sl. 9.70. Proces je potpuno neovisan o radnom ciklusu ulaznih impulsa, za razliku od situacije s faznim komparatorom tipa 1. Još jedna atraktivna značajka ovog faznog detektora je da izlazni impulsi potpuno nestaju kada se dva signala sinkroniziraju. To znači da na izlazu nema "mreškanja" koje uzrokuje periodičnu faznu modulaciju u petlji, kao što je slučaj s faznim detektorom tipa 1.

Riža. 9.69. Fazni detektor (tip 2) lead-lag, radi "na frontama".

Usporedimo svojstva dvije glavne vrste faznih detektora:

Postoji još jedna razlika između ove dvije vrste faznih detektora. Detektor tipa 1 uvijek generira izlazni valni oblik koji se zatim mora filtrirati filtrom kontrolne petlje (više o tome kasnije). Dakle, PLL detektor faze tipa 1 sadrži filtar petlje koji djeluje kao niskopropusni filtar za izglađivanje logičkog izlaza pune amplitude. U takvom krugu uvijek postoji neko zaostalo mreškanje i stoga periodične promjene faze. U krugovima u kojima se PLL koristi za množenje ili sintezu frekvencije, izlaznom signalu se dodaju "bočni pojasevi fazne modulacije" (vidi odjeljak 13.18).

Fazni detektor tipa 2, s druge strane, generira izlazne impulse samo kada postoji fazna razlika između referentnog signala i VCO signala. Budući da bi izlaz faznog detektora inače izgledao kao otvoreni krug, kondenzator petlje filtera djeluje kao element za pohranu napona, održavajući napon koji održava željenu frekvenciju VCO. Ako referentni signal "padne" u frekvenciji, tada detektor faze generira niz kratkih impulsa, puneći (ili prazneći) kondenzator do novog napona potrebnog da se VCO vrati u sinkronizam.

Generatori kontrolirani naponom. Važna komponenta PLL-a je oscilator, čija se frekvencija može kontrolirati korištenjem izlaza faznog detektora. Neki PLL IC-ovi sadrže VCO (kao što je 565 linijski element i 4046 CMOS element). Osim toga, postoje zasebni VCO IC-ovi navedeni u tablici. 5.4. Zanimljiva klasa VCO su sinusni izlazni elementi (8038, 2206, itd.) jer vam omogućuju generiranje čistog sinusnog vala, sinkroniziranog s ulaznim valnim oblikom "strašnog" tipa. Druga klasa VCO vrijedna spomena su napon prema frekvenciji, koji su obično dizajnirani za optimalnu linearnost; imaju, u pravilu, skromnu maksimalnu frekvenciju (do 1 MHz) i generiraju impulse s logičkim razinama (vidi odjeljak 5.15).

Imajte na umu da frekvencija VCO nije ograničena brzinom logičkih sklopova. Možete, na primjer, koristiti generatore radio frekvencije ugođene pomoću varaktora (diode s promjenjivim kapacitetom) (slika 9.71).

Uzimajući ovu ideju korak dalje, čak bi se mogao koristiti element kao što je reflektirajući klistron, mikrovalni (gigahertz) generator, električno podešen mijenjanjem napona na reflektoru. Naravno, PLL koji koristi takve oscilatore zahtijevao bi detektor RF faze.

Odziv frekvencije u odnosu na napon PLL VCO možda nije vrlo linearan, ali ako je vrlo nelinearan, pojačanje u petlji će varirati s frekvencijom signala i morat će se održavati veća stabilnost.