Veću propusnost osiguravaju BUT-ovi na povezanim linijama. U decimetarskom i dugovalnom dijelu centimetarskog područja koriste se tandem spojnice i Langeove spojnice. BS s takvim ALI (Sl. 17.10, d) osiguravaju izolaciju veću od 15 dB sa SWR-om ne lošijim od 1,5 u pojasu od nekoliko oktava. Visoku razinu izolacije u širokom frekvencijskom pojasu u GIS BS osiguravaju hibridne veze temeljene na povezivanju dalekovoda različitih vrsta. U decimetarskom rasponu, za smanjenje veličine BS-a, koriste se mikrominijaturni pasivni elementi s grupiranim parametrima. Uravnotežene miješalice, za razliku od neuravnoteženih, obično rade s nultom diodom.

Za praktičnu upotrebu miksera često je potrebna veća izolacija signala i heterodinskih ulaza. U BS s kvadraturnim mostovima, izolacija je prilično mala i ne prelazi 10 dB. To nije samo zbog neuravnoteženosti kruga, već i zbog činjenice da kada diode nisu potpuno usklađene s valovodom, oscilacije lokalnog oscilatora reflektirane od njih usmjeravaju se na ulaz signala. Da bi se izbjegao ovaj nedostatak, diode za miješanje su spojene na ulaze kvadraturnog mosta s pomakom od Λ/4. Slika 17.10c prikazuje topološki dijagram takve BS.

Slika 17.10, d prikazuje BS krug na Langeovom mostu s dodatnim potiskivanjem zrcalnog kanala pomoću selektivnih krugova koji implementiraju način mirovanja, Slika 17.10, f - krug s implementacijom kratkog spoja na AF. Broj buke takvih miksera može se smanjiti na 3,5–2,5 dB. Upotreba miksera selektivnog kruga ograničena je zbog njihove uske propusnosti.

Sumirajući gore navedeno, možemo istaknuti sljedeće prednosti BS u odnosu na NBS: 1) zbog fazne supresije šuma lokalnog oscilatora, brojka šuma ksh smanjena je za 2 – 5 dB; 2) sva snaga signala lokalnog oscilatora dovodi se na diodu, tako da se može koristiti lokalni oscilator manje snage; 3) zbog potiskivanja parnih harmonika lokalnog oscilatora u uravnoteženom krugu, razina lažnih signala je znatno niža, kao rezultat toga, povećava se otpornost na buku i dinamički raspon; 4) povećava se električna snaga miksera, budući da se snaga dovodi na 2 diode; 5) ako jedna dioda pokvari, krug ostaje operativan, ali razina izlaznog signala pada za ~3 dB, a ksh se povećava za ~5–6 dB; 6) gubici primljenog signala zbog curenja energije u krug lokalnog oscilatora su beznačajni zbog visoke izolacije premosnih krugova.

17.6. Duplo balansirane miješalice

Dvostruki balansirani mikseri (DBS) omogućuju potiskivanje faze na frekvenciji ωZK zrcalnog kanala i vraćanje energije AF oscilacija u IF bez upotrebe ulaznog filtra, što smanjuje gubitke i daje širi radni frekvencijski pojas.

17.7. Prstenaste balansirane miješalice

Prstenaste baterije imaju najbolje električne parametre

kopljaste miješalice(KBS), zahvaljujući uporabi diodnog mosta (DM) od četiri diode i širokopojasnih diferencijalnih transformatora. CBS

a – diodni most; b – oznaka na dijagramima; c – električna shema CS-a;

G – CS s prilagodbenim transformatorima; d – ekvivalentni krug CS-a

S prilagodni transformatori; e – električna shema BCS-a

širokopojasniji od DBS-a, budući da nema spojnih vodova između parova dioda. Oscilacije signala u C (t) i lokalnog oscilatora u G (t) dovode se na

ortogonalne dijagonale uravnoteženog diodnog mosta, koji ima oblik prstena od četiri diode izrađene na jednom kristalu s gotovo identičnim parametrima (sl. 17.12a), tako da izolacija krugova signala i lokalnog oscilatora doseže 25-30 dB. Zahvaljujući simetriji kruga, ravnomjerni harmonici lokalnog oscilatora i signala su kompenzirani, što rezultira dodatnim potiskivanjem neželjenih produkata ramanske pretvorbe i povećanjem dinamičkog raspona miksera. Slika 17.12, b prikazuje simbol za DM na električnim krugovima.

Slika 17.12c prikazuje električni krug BSC-a. Primljeni signal se dovodi na jednu od dijagonala DM-a preko prilagodbenog balunskog transformatora TV 1, napon lokalnog oscilatora dovodi se na drugu dijagonalu

res TV 2. IF izlaz, opterećen otporom R0, usmjerava se na mikrovalnu pećnicu pomoću kondenzatora C1 i spaja na središnje točke 1 i 2 pomoću identičnih prigušnica L1–L4, čiji je otpor visok na visokim frekvencijama i nizak na IF. Kondenzatori za razdvajanje C 2 moraju propustiti mikrovalne signale i spriječiti kratki spoj IF struja kroz transformatore u slučaju nesimetrije u krugu. Napon lokalnog oscilatora iz sekundarnog namota TV 2 otvara diode VD 1 i VD 2 u pozitivnim poluciklusima, a VD 3 i VD 4 u negativnim poluciklusima, naizmjenično povezujući pin 4 ili 3 sekundarnog namota signalnog transformatora TV 1 do kućišta 2 kroz otvorene parove dioda i prigušnice

L 1 i L 2.

Razlika između frekvencija titranja signala i lokalnog oscilatora jednaka je IF, a ω IF<< ω С ≈ ω Г , таким образом, мгновенные фазовые сдвиги между

naponi u C i u G mijenjaju se sporo u usporedbi s periodom njihovih oscilacija. Ako su naponi u C i u G u fazi, tada u pozitivnom poluperiodu u G pod utjecajem napona u C /2 s L 4 u inverterskim krugovima teče struja iz točke 1 kroz trošilo R 0, toč. 2, prigušnice L 1 i L 2 i otvorene diode VD 1 i VD 2 do točke 4, au negativnom poluperiodu - od točke 1 u istom smjeru kroz R 0, točku 2 do prigušnica L 1, L 2 i zatim kroz otvorene diode VD 3, VD 4 do točke 3. Niskofrekventna komponenta takve pulsirajuće struje je IF struja; niskofrekventne komponente su spojene kondenzatorom C1. IF struja je najveća kada su u C i u G u fazi, a zatim kako se fazna razlika između njih povećava, ona se smanjuje; u slučaju ortogonalnih u C i u G, IF struja je nula, jer sada struja prolazi kroz R 0 i C 1 mijenjaju smjer svake četvrtine perioda signala. Dalje, struja pretvarača mijenja predznak i doseže maksimum kada

vophase u C i u G, itd.

Učinkovita uporaba BSC u mikrovalnoj tehnici moguća je samo uz visok stupanj simetrije diferencijalnih transformatora i dioda. Pri projektiranju integriranih sklopova za mješalice u decimetarskom i nižem frekvencijskom području koriste se tzv. “long line” transformatori (LLT) koji koriste jedan ili više dalekovoda izrađenih u obliku upletenih vodiča ili dijelova koaksijalnih kabela. Takvi transformatori imaju širok radni pojas u visokofrekventnim područjima u usporedbi s transformatorima s više zavoja vodiča konvencionalnog tipa.

Kako bi se smanjila neravnomjernost frekvencijskog odziva u visokofrekventnom području, duljina linije odabire se iz omjera l = Λv /8, de Λv je valna duljina u prijenosnom vodu na gornjoj frekvenciji u zadanom rasponu. Donja granična frekvencija TDL-a, koja je određena induktivitetom primarnog namota transformatora, može se značajno smanjiti korištenjem jezgre s visokom magnetskom propusnošću na niskim frekvencijama. Poteškoće implementacije TDL na feritnim jezgrama s dalekovodima s upredenim vodičima povećavaju se porastom radnih frekvencija zbog povećanja aktivnih gubitaka u jezgrama i sve većeg utjecaja nepravilnosti prijenosnih vodova. Stoga se pri projektiranju

Prijemnici i primopredajnici s izravnom pretvorbom popularni su među radioamaterima zbog svoje jednostavnosti, visoke osjetljivosti i selektivnosti te dobre pouzdanosti. Ali nije uvijek slučaj da uređaj, čak i onaj napravljen prema dobro razvijenom dizajnu, ostvaruje mogućnosti i parametre koji su mu prvobitno svojstveni.

Kao rezultat dugogodišnjeg rada autora ovog članka ove skupine komunikacijske opreme, pokazalo se da niskofrekventne jedinice (uglavnom niskofrekventna pojačala) ostaju operativne kada se napon napajanja smanji na 2 ... 6 V (pri nazivnom 9...12 V). Istodobno, njihov se dobitak, u pravilu, smanjuje.

Glavni razlog nezadovoljavajućeg rada prijemnika i primopredajnika s izravnom pretvorbom je neoptimalan način rada miksera. Visoki parametri postižu se samo uz pažljiv odabir heterodinskog visokofrekventnog napona na diodama miješalice. Trebao bi biti unutar 0,6 ... 0,75 V na silicijskim diodama i 0,15 ... 0,25 na germanijevim diodama. Pri nižim naponima lokalnog oscilatora koeficijent prijenosa mješača opada. Također se smanjuje pri visokim naponima, budući da su diode gotovo cijelo vrijeme otvorene. Istodobno se povećava buka miksera.

Stabilnost frekvencije i amplitude napona koji se dovodi u mikser iz lokalnog oscilatora (osobito na HF amaterskim opsezima) uvelike ovisi o stabilnosti napona napajanja.

Gotovo u svim strujnim krugovima navedenim u literaturi ne postoji sklop za regulaciju heterodinskog napona na diodama miješalice. Preporuča se odabrati spojni kondenzator između lokalnog oscilatora i miješalice ili promijeniti broj zavoja spojne zavojnice. Ali ovaj proces je vrlo naporan i, štoviše, ne daje povjerenje da je uređaj ispravno konfiguriran.

Nedostatak ove metode je što je tijekom procesa podešavanja potrebno isključiti prijemnik (primopredajnik) i ponovno zalemiti kondenzator ili namotati zavojnicu. Ali za to vrijeme amaterska stanica, kojoj se podešava glasnoća prijema, često prestane raditi, pa je stoga nemoguće znati povećava li se ili smanjuje osjetljivost uređaja koji se podešava. Preporučljivije je izvršiti podešavanje pomoću signala "slabe" stanice tijekom stabilnog prolaska radio valova, tj. kada nema zamjetnih fluktuacija u razini primljenog signala.

Zbog nedostatka potrebnih mjernih instrumenata, prijamnici i primopredajnici za izravnu pretvorbu često se ugađaju “na uho”, što nema najbolji učinak na njihove parametre.

Puc.1

Na sl. Slika 1 prikazuje dijagram sonde voltmetra, modificiran u skladu s preporukama danim u. Omogućuje vam prilično precizno mjerenje napona lokalnog oscilatora izravno na diodama miksera.

Pogledajmo jednostavne načine za konfiguriranje i modificiranje prijemnika i primopredajnika za izravnu konverziju, koji mogu eliminirati gore navedene nedostatke dizajna.

Puc.2

Prije svega, tijekom modifikacije treba uvesti krug za stabilizaciju napona napajanja lokalnog oscilatora. Krug stabilizatora prikazan je na sl. 2. Zener dioda VD1 odabire se s naponom stabilizacije 1,5 ... 2 puta manjim od nazivnog napona napajanja prijemnika (primopredajnika). Otpornik R 1 postavlja optimalnu struju kroz zener diodu. Otpor otpornika R1 mora biti takav da stabilizacijska struja zener diode VD1 ne prelazi najveću dopuštenu vrijednost. Kondenzator C1 smanjuje "curenje" šuma zener diode, što rezultira smanjenjem modulacije šuma lokalnog napona oscilatora i smanjenjem ukupnog šuma prijemnika.

Prikladno je mijenjati RF napon na diodama miješalice pomoću neindukcijskog otpornika za ugađanje spojenog paralelno ili serijski sa spojnom zavojnicom (R1, redom, na sl. 3 i 4).

U potonjem slučaju, možete koristiti i transformator (Sl. 4,a) vezu lokalnog oscilatora s mješačem i autotransformator (Sl. 4,6). Za precizniju prilagodbu napona lokalnog oscilatora (na primjer, pri primanju signala s postaja s niskom čujnošću "na uho"), RF voltmetar je isključen.

Treba napomenuti da ako se primijene gore navedene izmjene, broj zavoja spojnih zavojnica treba malo povećati, budući da uvođenje otpornika za podešavanje smanjuje izlazni napon lokalnog oscilatora. To se posebno odnosi na opciju, čiji je dijagram prikazan na slici 3. Uzeti zajedno, broj zavoja spojne zavojnice, otpor otpornika R1 i kapacitivnost kondenzatora C2 moraju biti takvi da se napon na silicijskim diodama miješalice može podesiti u rasponu od 0 do 1,2...2 V, na germanijevim diodama - od 0 do 0,5 ... 1 V. U ovom slučaju optimalni napon se postiže približno na srednjem položaju klizača otpornika R1.

Izlazni napon lokalnog oscilatora možete regulirati promjenom napona napajanja, kao što je učinjeno, na primjer, u [3]. Međutim, to je prikladno samo na frekvencijama do 3...4 MHz. Na višim frekvencijama (iznad 7 MHz), takvo podešavanje može dovesti do značajnog pomaka u frekvenciji lokalnog oscilatora.

Na sl. Slika 5. prikazuje shemu lokalnog oscilatora s međuspremnikom, u koji je uveden regulacijski krug izlaznog napona. Pri ponavljanju treba uzeti u obzir da emiterski pratilac ne daje naponsko pojačanje, pa stoga visokofrekventni napon na spojnoj zavojnici mora biti dvostruko veći. nego što je potrebno za normalan rad mješalice.

U radioamaterskoj praksi najviše se koriste diodni balansirani mikseri. Njihove glavne prednosti su jednostavnost dizajna i konfiguracije, nedostatak visokofrekventnog prebacivanja pri prelasku s prijema na prijenos. Balansirani mješači temeljeni na efektu polja i bipolarnim tranzistorima koriste se mnogo rjeđe.

U jednostavnim balansiranim diodnim mikserima, napon lokalnog oscilatora i neki nusproizvodi izlazne pretvorbe mogu se potisnuti za 35 dB ili više. Ali takvi se rezultati postižu samo u jednom smjeru: onom u kojem je mikser uravnotežen. U izvornom dizajnu primopredajnika, mikser je balansiran samo prema pojačalu snage. Ako se koristi dvostruka balansirana miješalica, buka će se smanjiti, osjetljivost će se povećati, a otpornost na buku će se poboljšati.

Dvostruki balansirani mikseri su balansirani na oba ulaza (izlaza). Oni potiskuju ne samo oscilacije lokalnog oscilatora, već i pretvoreni signal, ostavljajući samo proizvode njihovog miješanja i time osiguravajući čistoću spektra. Korištenje takvih miksera omogućuje smanjenje zahtjeva za filtar za čišćenje uključen na izlazu miksera, pa čak i njegovo potpuno napuštanje spajanjem izlaza miksera izravno na IF pojačalo, na čijem izlazu treba biti glavni izbor filtar (na primjer, EMF ili kvarcni filtar). Dvostrukom mikseru se tijekom prijema može dati značajno viša razina signala, jer naglo slabi učinak izravne detekcije signala ili smetnje, tj. detekcija se ne događa bez sudjelovanja oscilacija lokalnog oscilatora, kao što se događa u konvencionalnom detektoru amplitude.

Najčešće se u dizajnu amaterskog radija koristi dvostruki balansirani mikser, čiji je dijagram prikazan na sl. 6. Naziva se i prstenastim, budući da su diode u njemu spojene na prsten.

Kada rade u niskofrekventnim područjima, visokofrekventni transformatori su u pravilu namotani na feritne prstenove standardne veličine K7x4x2 s magnetskom propusnošću od 600 ... 1000 s tri PELSHO 0,2 žice upletene zajedno (3-4 zavoja po 1 cm duljine). Napravite otprilike 25 okretaja (dok se prsten potpuno ne napuni). Prilikom ugradnje transformatora, njegovi namoti su fazni prema sl. 6 i 7.

Postoje dvije glavne opcije za ugradnju dvostrukog balansiranog miksera u primopredajnik. U prvom, signal prolazi i tijekom prijema i prijenosa u jednom smjeru od ulaza do izlaza miksera. To se, primjerice, radi u poznatim primopredajnicima Radio-76 i Radio-76M2. Brojni eksperimenti koje je proveo autor otkrili su da s heterodinskim naponom manjim od optimalnog, osjetljivost u prijemnom načinu rada značajno opada, a s višim naponom značajno se smanjuje potiskivanje nositelja u prijenosnom načinu (osjetljivost također pada, ali to je manje vidljiv uhu nego u prethodnom slučaju). Kvalitativna ovisnost glavnih parametara primopredajnika o naponskoj razini lokalnog oscilatora koji se dovodi u mikser prikazana je na slici. 8 (krivulja 1 - osjetljivost tijekom prijema, određena sluhom, 2 - osjetljivost, mjerena instrumentima, 3 - potiskivanje nositelja tijekom prijenosa).

U drugoj opciji, signal u načinu prijema dovodi se do ulaza balansiranog miksera, a pri prijenosu se dovodi do izlaza. Ovom vezom koristi se princip reverzibilnosti miješalice. Ovako je RF put primopredajnika opisan u . Postavljanje miksera u ovom slučaju također se svodi na postavljanje optimalnog heterodinskog napona i njegovo pažljivo balansiranje. Posebno treba napomenuti da operacija podešavanja ne ovisi o principu izgradnje RF putanje primopredajnika.

Prije svega, morate postaviti miksere. Klizači otpornika za uravnoteženje u njima prvo se postavljaju u srednji položaj. Zatim spojite GSS na antensku utičnicu primopredajnika i postupno povećavajte heterodinski napon na mikserima. Signal iz GSS-a isporučuje se na razini koja nekoliko puta premašuje osjetljivost prijemnog puta. Potrebno je postići prijem signala. Nema generatora, rad se izvodi na uho, primajući signal s amaterske radio SSB radio stanice ili generatora buke pomoću zener diode male snage.

Zatim se svaka od miješalica podešava redom. Prvo se odabire optimalni heterodinski napon. Da biste to učinili, postupno se povećava i procjenjuje na uho: povećava li se glasnoća prijema GPS signala, radio stanice ili generatora buke. Kao što je autor primijetio, s povećanjem heterodinskog napona koji se dovodi u mikser, glasnoća slušanja prvo raste, dosežući maksimum, a zatim ostaje gotovo nepromijenjena (Sl. 8, krivulja 1). Heterodinski napon treba namjestiti tako da pri malom smanjenju glasnoća prijema opada, a pri malom porastu ne raste. U praksi se to ostvaruje pomicanjem unutar malih granica klizača otpornika koji kontrolira razinu izlaznog napona lokalnog oscilatora. Ako primopredajnik nema ovu mogućnost, uređaj treba modificirati.

U pravilu, emiterski sljedbenik spojen je na izlazu jednog ili drugog lokalnog oscilatora. U ovom slučaju, modifikacija se pokazuje vrlo jednostavnom: konstantni otpornik u emiterskom krugu tranzistora zamjenjuje se neinduktivnim otpornikom za podešavanje iste vrijednosti kao i konstantni.

Nakon optimizacije heterodinskog napona potrebno je ponovno pažljivije uravnotežiti miješalice. RF milivoltmetar ili osciloskop spojen je na ulaz ili izlaz (ovisno o dizajnu primopredajnika) i pomicanjem klizača otpornika R1, a zatim podešavanjem kondenzatora C1 i C2 (vidi sl. 7), postižemo minimalno očitanje . Ako se koriste uređaji s visokim ulaznim otporom, tada se otpornici sličnog otpora (unutar 50 ... 100 Ohma) trebaju spojiti na ulaz i izlaz miješalice.

Prednost treba dati balansiranju prema izlazu odašiljačke staze. Razlika u ravnoteži između ulaza i izlaza miksera trebala bi biti mala (nekoliko decibela). Ako dosegne 10 dB ili više, to je, u pravilu, posljedica činjenice da je heterodinski napon koji se dovodi u mikser znatno viši od optimalnog.

Autor je izradio jednostavne uređaje za provjeru i balansiranje miješalica. Na sl. Slika 9, a prikazuje krug RF pojačala, mikser je spojen na ulaz, a visokofrekventni voltmetar je spojen na izlaz za grubo podešavanje (slika 9, b), a za fino podešavanje - RF sonda (Slika 9, c). U ovom slučaju nema potrebe za ugradnjom dodatnih otpornika s otporom od 50 ... 100 Ohma u mikser.

Mikseri se konačno podešavaju nakon što se ugrade u primopredajnik (prebacuje se u način rada za odašiljanje). Uređaj se najprije mora postaviti u način rada za prijem. Kako bi se spriječilo da šum mikrofona ometa balansiranje, ulaz mikrofonskog pojačala je kratko spojen. Prvo se balansira mikser najniže frekvencije, a zatim ostali redoslijedom kojim signal prolazi kroz njih u prijenosnom načinu, postižući minimalna RF očitanja na ekvivalentu opterećenja (Sl. 10) spojenom na pojačalo snage primopredajnika. Nakon toga se podešavaju postavke preostalih čvorova. Preporučljivo je ovaj postupak ponoviti dva ili tri puta.

Vladislav Artemenko (UT5UDJ) Kijev. Ukrajina

KNJIŽEVNOST

1. Polyakov V.T. Radioamateri o tehnologiji izravne pretvorbe. - M.: Patriot, 1990, str. 264.
2. Stepanov B. Mjerenje malih RF napona. - Radio, 1980, N 7, str. 55-56 (prikaz, ostalo).
3. Artemenko V. Jednostavni SSB mini-primopredajnik za 160 m. - Radio amater, 1994, N 1.c. 45, 46.
4. Artemenko V.A. Jednostavan primopredajnik s EMF-om. - RadioAmator, 1995, N 2, str. 7-10 (prikaz, ostalo).
5. Bunin S.G., Yaylenko L.P. Kratkovalni amaterski vodič. - K.: Tehnologija, 1984, str. 264.
6. Stepanov B., Shulgin G. Primopredajnik "Radio-76". - Radio, 1976, N 6, str. 17-19, N 7, str. 19-22 (prikaz, ostalo).
7. Stepanov B., Shulgin G. Primopredajnik "Radio-76M2". - Radio, 1983, N 11, str. 21-23, N 12, str. 16-18 (prikaz, ostalo).
8. Vasiljev V. Reverzibilni put u primopredajniku. - Radio, N 10, str. 20,21.

Opisana metoda omogućuje poboljšanje karakteristika dvobalansiranog aktivnog mješača u pogledu intermodulacijskih komponenti uvođenjem negativne povratne sprege, čime se smanjuje nelinearnost aktivnih elemenata. Kao rezultat toga, u smislu svojih karakteristika, aktivni mikser s dvije ravnoteže postaje usporediv s prethodno poznatim 1,2 krugovima mješača kao što su mikser s prstenastom diodom i mikser temeljen na snažnim sklopnim tranzistorima s efektom polja s izoliranim vratima ( MOSFET).

Uvod

Mikseri i modulatori važna su komponenta u izgradnji radiofrekvencijskih komunikacijskih sustava. Za implementaciju funkcija potrebnih u komunikacijskim sustavima kao što su pretvorba frekvencije, modulacija i demodulacija, koriste se mnogi različiti mješajući krugovi, izgrađeni pomoću dioda, snažnih ključnih tranzistora s efektom polja s izoliranim vratima ( MOSFET), tranzistori s efektom polja s dvostrukim vratima, kao i vrlo popularno takozvano "tranzistorsko stablo" ili "Gilbertova ćelija" koje je svojedobno razvio Barry Gilbert. Ali u svim tim krugovima, nelinearnost korištenih poluvodičkih uređaja, izravno ili neizravno, uzrokuje izobličenje kada dva ili više različitih signala međusobno djeluju u mikseru - fenomen poznat stručnjacima kao pojava intermodulacijskog izobličenja (IMD).

Izvori intermodulacijskog izobličenja predmet su posebne rasprave, kojoj je u stručnoj literaturi posvećena velika pažnja, a čiji nastavak nije predmet ovog članka. Preciznije, čitatelju će biti ponuđena kratka rasprava o dva najpoznatija kruga miješalice, kao što su prstenasta diodna miješalica i tranzistorsko stablo, kako bi se identificirale njihove glavne karakteristike i zatim ih usporedilo s prethodno spomenutim novim krugom miješalice s negativnom povratnom spregom, u pri čemu željeni signal nije izobličen može se postići korištenjem jednostavnog kruga negativne povratne sprege, poznatog iz kruga tranzistorskog pojačala s paralelnom negativnom povratnom spregom napona, što značajno poboljšava karakteristike miksera u smislu intermodulacijskih komponenti 3. reda (IIP 3) i točke kompresije (P 1dB).

Prstenasta diodna miješalica

Mješalice s prstenastom diodom ušle su u upotrebu sa širokom upotrebom poluvodičkih dioda u kasnim 1940-ima, a njihove karakteristike nelinearnosti odmah su postale očite 3,4. Ovaj je fenomen i dalje predmet pomnog proučavanja u stručnoj literaturi 5,6,7.

Konstrukcija miksera s prstenastom diodom klase I ilustrirana je dijagramom na Sl. 1. Ovdje su četiri diode spojene u prsten i naizmjenično se prebacuju u stanje "NA" I "ISKLJUČENO" signal koji se dovodi iz lokalnog oscilatora (LO).

Sl. 1. Tipična prstenasta diodna miješalica klase I.

Snaga signala lokalnog oscilatora potrebna za normalan rad takvog mješača obično je +7 dBm, za krugove prstenastih diodnih mješača sljedećih klasa, potrebna snaga signala lokalnog oscilatora doseže +17 dBm i više, što je posljedica želje za većim pokazateljima kvalitete za intermodulacijske komponente.

U svrhu naknadne komparativne analize, razmotrit ćemo kvalitativne karakteristike intermodulacijskih komponenti i točku kompresije zajedničkog miksera s prstenastom diodom klase I SBL-1 proizvodi tvrtka Mini-sklopovi. Ovaj mikser vrlo je popularan među programerima radioamatera, a njegov komercijalni "dvojnik" SBA-1 još šire rasprostranjen, zbog čega je odabran za ovu studiju.

Prema uvjetima ispitivanja, razina signala lokalnog oscilatora s frekvencijom 10 MHz sastavio tražene +7 dBm, a drugi ulaz miksera primio je dva signala s frekvencijama 500 kHz I 510 kHz. Ove su frekvencije odabrane na temelju radnog frekvencijskog raspona miksera SBL-1 a također će se koristiti za naknadno usporedno testiranje drugih krugova miješalice.

Parametri kvalitete miješalice SBL-1 ilustrira sl.2, a njihove numeričke vrijednosti su sažete u stol 1.

sl.2. Intermodulacijska distorzija prstenastog diodnog miksera SBL-1, 10 dBm/div.

Ovo su objektivno tipične karakteristike miksera s prstenastom diodom klase I, ali, kao što će biti prikazano u nastavku, više razine parametara IIP 3 i P 1dB mogu se postići sa znatno nižom snagom signala lokalnog oscilatora u aktivnom mješaču izgrađenom na temelju dva pojačala s negativnom povratnom spregom .

Stol 1.

Mikser temeljen na prekidnim tranzistorima s efektom polja velike snage s izoliranim vratima (MOSFET)

sl.3.

Visokokvalitetne prstenaste miješalice koriste tranzistore s efektom polja s izoliranim vratima umjesto dioda ( MOSFET). Tipični dijagram takve miješalice prikazan je u sl.3.

Mješalice ove vrste karakteriziraju sjecišna točka za intermodulacijske proizvode 3. reda (ulazne točke presjeka - IIP 3) iznad +40 dBm, ali po cijenu vrlo visoke razine snage signala lokalnog oscilatora, obično +17 dBm i više, što u praksi često sprječava njihovu upotrebu u prijenosnoj radio opremi. Međutim, njegova izvedba je bolja od one miksera s prstenastom diodom klase III.

U profesionalnoj i amaterskoj radio literaturi 8,9,10,11,12,13,14 tema konstruiranja prstenastih miksera pomoću moćnih sklopnih tranzistora s efektom polja je vrlo široko raspravljena, i prilično je teško posvetiti dovoljno pažnje ovoj temi bez odvraćajući pažnju od stvarne svrhe ovog članka.

Mikser prema shemi "tranzistorskog stabla".

Na sl.4 Prikazan je funkcionalni dijagram miksera tipa "tranzistorsko stablo". Izvorno patentiran 1966. od strane Howarda Jonesa kao sinkroni detektor 15, ovaj vrlo popularan aktivni mikser poznatiji je kao "Gilbertova ćelija", prema kasnijem patentu i korištenju ovog sklopa kao osnove za konstrukciju analognih množitelja 16. Ovaj mikser po svom dizajnu izveden je iz obitelji cijevnih sinkronih demodulatora 17.

sl.4. Tranzistorski stablo mikser, također poznat kao Gilbertova ćelija.

Ovdje je ulazni signal međufrekvencije (IF) kroz transformator T 2 upravlja izvorom diferencijalne struje na tranzistorima u protufazi VT 2 I VT 5. Za stabilizaciju koeficijenta pretvorbe miksera u širokom rasponu razina ulaznog signala, kao i za smanjenje utjecaja nelinearnosti tranzistora VT 2 I VT 5 U odašiljače i između njih uključeni su serijski otpornici negativne strujne povratne veze R 4 ..R 6.

Izlazne struje izvora diferencijalne struje, odnosno kolektorske struje tranzistora VT 2 I VT 5, u protufazi se preklapaju tranzistorima diferencijalnih parova VT 1:VT 3 I VT 4: VT 6, naizmjenično prebacivali u stanje "ON". i "ISKLJUČENO" signal koji se dovodi iz lokalnog oscilatora LO preko transformatora T 1. Kolektori parova tranzistora su međusobno unakrsno povezani, dakle, zbog zbrajanja struja na otpornicima opterećenja R 3 I R 7 signali lokalnog oscilatora i srednje frekvencije su potisnuti, a produkti njihovog miješanja, uključujući korisni RF radio signal, odvajaju se na primarnom namotu transformatora T 3.

Kako biste provjerili karakteristike prikazane u sl.4 mješalicu je sastavio proizvođač Harris mikrosklop CA3054(sada ga proizvodi tvrtka Intersil- cca. translator) koji sadrži dva identična diferencijalna pojačala. S naponom napajanja jednakim +12 V i otpor otpornika R 4 ..R 6 jednak 100 Ohma(korišten je otpornički sklop od tri otpornika) napon na bazama tranzistora VT 2 I VT 5 postavljena jednaka +2,1 V, dok je kolektorska prednaponska struja ovih tranzistora bila 15 mA. Napon baze tranzistora VT 1, VT 3, VT 4 I VT 6 postavljena jednaka +4,7 V. Dakle, radna točka tranzistora VT 2 I VT 5 ostali u linearnom dijelu svojih karakteristika kroz cijeli raspon razina ulaznog signala 18 . Svi transformatori T 1, T 2 I T 3 Sajamski obred 2843-002-402(binokular-transfluktor). S omjerom namota 1:1:1 Ulazna i izlazna impedancija mješalice su 50 ohma.

Uvjeti ispitivanja za mikser bili su isti kao i za mikser s prstenastom diodom, s izuzetkom razine signala lokalnog oscilatora, koja je bila 0 dBm (1 mW). Ova je razina postavljena za sve aktivne miksete razmatrane u ovom članku, koji rade sasvim zadovoljavajuće čak i na tako niskim razinama signala lokalnog oscilatora kao -6 dBm (0,25 mW).

sl.5 I tablica 2 ilustrirati karakteristike kvalitete mješalice prema shemi “tranzistorskog stabla”. Točka kompresije P 1dB Karakteristike takvog mješača veće su od onih prstenastog diodnog mješača, a sjecište za intermodulacijske komponente 3. reda ( IIP 3) - u nastavku. Međutim, unatoč činjenici da je razina signala lokalnog oscilatora potrebna za rad miksera tipa "tranzistorskog stabla" znatno niža nego kod miksera s prstenastom diodom, njegove karakteristike kvalitete u smislu razine intermodulacijskog izobličenja malo su inferiornije od prstenaste diode. mikser.

sl.5. Intermodulacijska distorzija mješača prema shemi “tranzistorskog stabla”, 10 dBm/div.

Tablica 2.

Dugo se vremena vjerovalo da su glavna prepreka za postizanje viših karakteristika u smislu razine uvedenog intermodulacijskog izobličenja u mikseru koji koristi shemu "tranzistorskog stabla" kontrolni tranzistori VT 2 I VT 5, koji rade kao izvori struje kontrolirani naponom. 19,20 Brojne metode opisane u literaturi uspješno su korištene za ispravljanje ovog nedostatka. 19,21,22 Ali sve ove metode zanemaruju druge izvore intermodulacijskog izobličenja, kao što je nelinearnost koeficijenta prijenosa struje hfe upravljačkih tranzistora, kao i nelinearnost karakteristika četiri tranzistora koji preklapaju svoju struju VT 1:VT 3 I VT 4: VT 6. Ovi se nedostaci mogu prevladati korištenjem kombiniranog serijsko-paralelnog kruga negativne povratne sprege ( povratna veza serija/šant), pokrivajući sve tranzistorske čvorove miksera, analogno stupnjevima tranzistorskog pojačala.

Pojačalo s kombiniranom serijsko-paralelnom negativnom povratnom spregom ( povratna veza serija/šant)

Na sl.6 Prikazana je shema tranzistorskog pojačala s kombiniranom serijsko-paralelnom negativnom povratnom spregom (NFB).

sl.6.

Sekvencijalni OOS ( povratne informacije o seriji) koju tvori otpornik R 2 uključen u emiterski krug tranzistora VT 1. Paralelni OOS ( shunt povratna veza) koju tvori otpornik R 1 spojen između kolektora i baze tranzistora VT 1.

Ulazna i izlazna impedancija takvog pojačala određena je omjerom 23,24:

i dobitak snage:

Ova topologija negativne povratne sprege omogućuje jednostavna sredstva za povećanje linearnosti tranzistorskog pojačala i, uz to, lako se implementira u krug miksera tranzistorskog stabla.

(opcija 1)

Dijagram lineariziranog aktivnog miksera prema shemi "tranzistorskog stabla", pokriven dubokom povratnom spregom, prikazan je na sl.7. Prvo linearizirano "pojačalo" s kombiniranom serijsko-paralelnom povratnom spregom formira se spajanjem pojedinačnih otpornika paralelne povratne sprege ( shunt povratna veza) R 2: R 3 između kolektora tranzistora ključnog tranzistorskog para VT 1:VT 3 i baza upravljačkog tranzistora VT 2 preko kondenzatora za odvajanje C 1. Sekvencijalni OOS ( povratne informacije o seriji) formiran je krugom od tri otpornika R 5: R 9: R 13. Kao rezultat toga, "pojačani" međufrekventni signal IF, koji je potisnut u osnovnom krugu "tranzistorskog stabla", ovdje je izoliran kao zajednički način preko otpornika opterećenja i kroz paralelni OOS krug R 2: R 3: C 1 dovodi do baze upravljačkog tranzistora VT 2. U isto vrijeme, lokalni oscilator LO i rezultirajući radiofrekventni RF signali temelje se na tranzistoru VT 2 su potisnuti. Dakle, sklop djeluje kao pojačalo samo za signal srednje frekvencije IF, a budući da kombinirani serijsko-paralelni OOS sklop pokriva sva tri tranzistora, izobličenja koja unose zbog svoje nelinearnosti su kompenzirana.

sl.7.

Slično, drugi par tranzistora VT 4: VT 6 s drugim upravljačkim tranzistorom VT 5 a odgovarajući sklopovi paralelnog i serijskog OOS-a čine drugo linearizirano "pojačalo". Imajte na umu da tri otpornika R 5: R 9: R 13 imaju istu ulogu kao i otpornik R 2 u dijagramu na sl.6 i izrazi i .

Izlazni transformator T 3 spojen na kolektore tranzistora tranzistorskih parova VT 1:VT 3 I VT 4: VT 6 preko četiri otpornika od 100 ohma R 7:R 8:R 10:R 11 na način da su signali s frekvencijom lokalnog oscilatora LO i međufrekvencijom IF na njegovom primarnom namotu potisnuti, a na izlazu mješača prisutni su samo proizvodi njihovog miješanja.

Za testiranje aktivnog mješača lineariziranog na ovaj način, sklop je sastavljen od istih elemenata kao i prethodni krug mješača, s istim DC modovima. S otporom paralelnih OOS otpornika R 2, R 3, R 15 I R 16 jednak 330 Ohma ulazna i izlazna impedancija oba "pojačala" bila je približno 100 Ohma, a pojačanje svakog "pojačala" signala srednje frekvencije IF bilo je oko +6,7 dB.

sl.8. Intermodulacijska distorzija lineariziranog aktivnog miksera (opcija 1), 10 dBm/div.

Tablica 3.

S obzirom na sl.8 i u tablica 3 rezultati ispitivanja pokazuju da, u usporedbi s prethodno razmatranim mješačem tipa "tranzistorskog stabla", čiji je krug prikazan na sl.4, prikupljeno prema sl.7 krugu, linearizirani aktivni mikser s kombiniranom povratnom petljom ima više karakteristike u pogledu razine unesenog intermodulacijskog izobličenja i superiorniji je od prstenastog diodnog miksera SBL-1 tvrtke Mini-sklopovi pri znatno nižoj razini signala lokalnog oscilatora LO. Točka kompresije donekle trpi P 1dB, - ovo je uzrokovano nepotpunim potiskivanjem signala lokalnog oscilatora LO na kolektorima tranzistora VT 1:VT 3 I VT 4: VT 6, što dovodi do njihovog preranog zasićenja. To se događa zbog četiri 100 -ohm otpornici R 7:R 8:R 10:R 11 u križištu između kolektora ovih tranzistora, dok je u mikseru “tranzistorsko stablo” na sl.4 odgovarajući kolektori tranzistora međusobno su izravno spojeni i signal lokalnog oscilatora na njima je gotovo potpuno potisnut. Osim toga, ovaj lanac otpornika uvodi prekomjerno prigušenje izlaznog signala - oko 6 dBm. Ovaj nedostatak je izbjegnut kombiniranjem izlaznih signala miksera ne s otpornicima, već uz pomoć takozvanog "hibridnog" transformatora.

Kombiniranje signala pomoću "hibridnog" transformatora

Hibridni transformatori 25,26,27 (također poznati kao mostni transformatori ili simetrični transformatori) ranije su bili naširoko korišteni u telefonskim pojačalima, ali uz korištenje odgovarajućih feromagnetskih materijala lako su pronašli svoj put u visokofrekventne krugove.

U dijagramu na Sl.9 Hibridni transformator koristi se za odvajanje signala razlike od dva signala s komponentom u fazi. Signali koji imaju komponentu zajedničkog načina rada dovode se na suprotne priključke primarnog namota transformatora, koji se odvaja iz sredine i izolira od sekundara. Ovim spojem, komponenta zajedničkog načina se pojavljuje na sredini primarnog namota transformatora, a signal razlike se oslobađa na njegovom sekundarnom namotu. To se događa jer struja u primarnom namotu teče samo na različitim potencijalima na suprotnim terminalima namota.

Sl.9 Izolacija signala razlike pomoću "hibridnog" transformatora.

Neka primarni i sekundarni namot takvog transformatora imaju svaki 2N I M okreće se prema tome. Zatim, kako bi odgovarali opterećenju, vrijednosti otpora u krugu su Sl.9 moraju biti povezani sljedećim odnosima:

Koristi se za kombiniranje izlaznih signala u krugu miksera sl.7 krug od četiri otpornika R 7:R 8:R 10:R 11 dovela je do smanjenja koeficijenta prijenosa miješalice za 6 dBm. Korištenje hibridnog transformatora za istu svrhu smanjuje te gubitke na nulu, stoga se, kada se govori o takvoj topologiji sklopa, često koristi izraz "bez gubitaka" (tj. "bez gubitaka" ili "bez prigušenja").

Linearizirani aktivni mikser bez gubitka korisnog signala (opcija 2)

Na Sl.10 prikazuje dijagram lineariziranog aktivnog miksera s dvije ravnoteže, u kojem se za kombiniranje izlaznih signala koristi sljedeće: bez gubitaka- topologija koja koristi hibridne visokofrekventne transformatore. Krug sadrži dva identična uravnotežena aktivna miješala, pa je dovoljno razmotriti rad jednog od njih.

Slika 10.

Za početak, zamislimo da je mikser kao cjelina opterećen RF izlazom na otpor opterećenja R L(nije prikazano na dijagramu). Tada će smanjena vrijednost otpora opterećenja za svaku od njegovih komponenti uravnoteženih miješalica biti jednaka 2R L. Štoviše, ako se namoti hibridnih transformatora T 3 I T 4 napravljen s omjerom broja zavoja 1:1:1 , tada će otpor na sredini njihovog primarnog namota također biti 2R L, a otpor na krajevima ovog namota će biti jednak 4R L.

Periodički protufazni sklop tranzistora VT 1 I VT 3 signal lokalnog oscilatora LO modulira struju kolektora tranzistora VT 2, čime se stvara diferencijalni signal u primarnom namotu transformatora T 3. Otpor opterećenja u kolektorskom krugu tranzistora VT 2- konstantna vrijednost ekvivalentna paralelno spojenim otporima u kolektorskim krugovima tranzistora VT 1 I VT 3 i jednak otporu u sredini hibridnog transformatora, tj. 2R L. Stoga je u ovom krugu moguće implementirati "pojačalo" s kombiniranim serijsko-paralelnim OOS ( povratna veza serija/šant).

Pretpostavimo da su sekundarni namoti obaju izlaznih hibridnih transformatora međusobno odvojeni i svaki opterećen vlastitim otporom opterećenja. U ovom slučaju naponi na kolektorima četiri tranzistora VT 1, VT 3, VT 4 I VT 6 određeni su izrazima , , i , redom:

AIF— amplituda signala srednje frekvencije;
G— pojačanje "pojačala" određeno izrazom;
— vrijednost frekvencije lokalnog oscilatora;
— vrijednost međufrekvencije;
ja pristranost— struja prednaprezanja kolektora tranzistora VT 2.

Krajnji desni član u jednakosti predstavlja diferencijalni nosivi signal lokalnog oscilatora u primarnom namotu transformatora T 3. Ekvivalentan je signalu u primarnom namotu transformatora T 4, ali suprotne faze (jednake i ). Ravnoteža ova dva signala, s odgovarajućim spojem sekundarnih namota ova dva transformatora (vidi. Sl.10), osigurava učinkovito potiskivanje signala lokalnog oscilatora i odvajanje proizvoda miješanja, uključujući korisni RF radio signal, na izlazu miksera. U idealnom slučaju (tj. u nedostatku gubitaka), izrazi koji opisuju napone na kolektorima ista četiri tranzistora imaju sljedeći oblik:

Rekonstruirani međufrekventni signali na srednjim točkama primarnog namota izlaznih hibridnih transformatora T 3 I T 4 opisani su izrazima:

a signal na izlazu miksera opisuje se izrazom:

koji, pod uvjetom da je M=N jednako, ima oblik:

Krug za testiranje sastavljen je, opet, od istih elemenata kao prethodni krug miješalice, s istim DC modovima. Dva hibridna transformatora T 3 I T 4 imao je isti dizajn kao i ulazni transformatori T 1 I T 2, i s omjerom namota 1:1:1 sadržavao je četiri zavoja trifilarnog namota na vrsti jezgre Sajamski obred 2843-002-402. Stoga je ulazni i izlazni otpor svakog od uravnoteženih miješalica bio 100 Ohma. Sukladno tome, uzimajući u obzir paralelni spoj sekundarnih namota transformatora T 3 I T 4, ulazni i izlazni otpor miješalice je 50 ohma.

Krug je ispitan na Sl.10 na istim frekvencijama i razini signala lokalnog oscilatora kao i prethodni. Sl.11 I tablica 4 ilustrirati pokazatelje kvalitete miješalice. Kao rezultat činjenice da je razina intermodulacijskih proizvoda trećeg reda bila -53 dBc, sjecište IIP 3 prema tome dostiže sasvim zadovoljavajuću razinu +29,5 dBm. Također točka kompresije P 1dB porastao na +10,5 dBm. Dakle, upotreba hibridnog transformatora u krugu omogućila je dizajn aktivnog miksera koji se natječe u svojoj niskoj razini intermodulacijskog izobličenja s prstenastim diodnim mikserom klase III, ali zahtijeva mnogo manju snagu signala lokalnog oscilatora.

Slika 11. Intermodulacijska distorzija lineariziranog aktivnog miksera (opcija 2), 10 dBm/div.

Tablica 4.

Osjetljivost na reaktivno opterećenje

S obzirom na gore navedeno, sastavljen je bandpass filter s lumped selekcijom sa središnjom frekvencijom 10,7 MHz i propusnost 500 kHz, čiji je dijagram prikazan u sl.12. Izmjereno intrinzično prigušenje filtra bilo je 5,5 dB te je uzet u obzir u rezultatima naknadnih mjerenja.

Slika 12.

Od onih datih u tablica 5 Rezultati mjerenja pokazuju da prstenasti diodni mješač SBL-1 je doista vrlo osjetljiv na vezu na svom izlazu umjesto na čisto aktivno usklađeno opterećenje IF filtra s urezima: presretanje intermodulacijskog proizvoda trećeg reda IIP 3 dok pada na 11,5 dB, i točku kompresije P 1db na 3 dB. Aktivne mješalice, bez iznimke, pokazale su znatno manju osjetljivost na frekvencijski ovisno opterećenje, točku kompresije P 1db istovremeno je ostao na istom mjestu, a sjecište za intermodulacijske produkte trećeg reda IIP 3 pao ne više od 1 dB u sva tri slučaja.

Tablica 5.

Dobiveni rezultati nisu iznenađujući. U slučaju miksera s prstenastom diodom, energija signala iz neopterećenog izlaza reflektira se natrag u krug diode, gdje zatim može djelovati s nelinearnošću diodnih spojeva. Nasuprot tome, energija signala koja se reflektira natrag u aktivni mikser gasi se u otporima opterećenja prekidnih tranzistora, a nelinearni spojevi baza-emiter su izolirani zbog niskih koeficijenata strujne povratne veze tranzistora.

Zaključak

Dakle, aktivni mikser s kombiniranim serijsko-paralelnim OOS krugom pokazao je takve karakteristike kvalitete koje su također poželjne pri razvoju visokokvalitetnih radiofrekvencijskih primopredajnih sustava. Daljnja poboljšanja, uključujući korištenje alternativnih topologija negativne povratne sprege za poboljšanje performansi buke miksera, osigurat će mikser s vrlo širokim dinamičkim rasponom bez potrebe za pretjeranim razinama snage lokalnog oscilatora.

©Christopher Trask, 1998.

Prijevod ©Zadorozhny Sergej Mihajlovič, 2006

Književnost:

1. Trask, Chris, "Tehnika povratne informacije poboljšava izvedbu aktivnog miksera"; RF dizajn, rujan 1997.
2. Patent u postupku.
3. Belevitch, V., “Nelinearni efekti u prstenastim modulatorima”; Wireless Engineer, Vol.26, svibanj 1949., str.177.
4. Tucker, D. G., "Intermodulacijska distorzija u ispravljačkim modulatorima"; Wireless Engineer, lipanj 1954., str.145-152.
5. Gardiner, J.G., "Fenomen intermodulacije u prstenastom modulatoru"; The Radio and Electronics Engineer, Vol.39, No.4, travanj 1970., str.193-197.
6. Walker, H.P., "Izvori intermodulacije u diodno-prstenastim mikserima"; The Radio and Electronics Engineer, Vol.46, No.5, svibanj 1976., str.247-253.
7. Maas, Stephen A., "Dvotonska intermodulacija u diodnim mikserima"; IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, Vol.MTT-35, No.3, ožujak 1987., str.307-314.
8. Evans, Arthur D. (ur.), "Projektiranje s tranzistorima s efektom polja"; McGraw-Hill/Siliconix, 1981.
9. Rohde, Ulrich L., "Nedavni razvoj sklopova i tehnika za visokofrekventne komunikacijske prijamnike"; Radioamater, travanj 1980., str.20-25.
10. Rohde, Ulrich L., "Ključne komponente modernog dizajna prijemnika"; QST, svibanj 1994., str. 29-31 (pt. 1), lipanj 1994., str. 27-31 (pt. 2), srpanj 1994., str. 42-45 (pt. 3).
11. Rohde, Ulrich L., "Nedavni napredak u dizajnu kratkovalnog prijamnika"; QST, studeni 1992., str.45-55.
12. Rohde, Ulrich L., "Sposobnost rada aktivnih miksera"; Ham Radio, ožujak 1982., str.30-35 (pt.1), travanj 1982., str.38-44 (pt.2).
13. Rohde, Ulrich L., "Sposobnost rada aktivnih miksera"; Proceeding WESCON 81, str.24/1-17.
14. Rohde, Ulrich L. i T.T.N. Bucher, Komunikacijski prijamnici: principi i dizajn, 1. izdanje; McGraw-Hill, 1988.
15. Jones, Howard E., "Sinkroni detektor s dvostrukim izlazom koji koristi tranzistorizirana diferencijalna pojačala"; Američki patent 3.241.078, 15. ožujka 1966.
16. Gilbert, Barrie, "Four-Quadrant Multiplier Circuit"; Američki patent 3.689.752, 5. rujna 1972.
17. Schuster, N.A., “Krug detektora osjetljivog na fazu koji ima visoku stabilnost ravnoteže”; The Review of Scientific Instruments, Vol.22, No.4, travanj 1951., str.254-255.
18. Sullivan, Patrick J. i Walter H. Ku, "Aktivni dvostruko uravnoteženi mikseri za CMOS RFIC"; Microwave Journal, listopad 1997., str.22-38.
19. Chadwick, Peter, "Mikser s integriranim krugom visokih performansi SL6440"; Zapisnik s konferencije WESCON 1981., Sesija 24, str.2/1-9.
20. Chadwick, Peter, "Više o Gilbert Cell Mixers"; Radio komunikacije, lipanj 1998., str.59.
21. Heck, Joseph P., "Uravnoteženi mikser s poboljšanom linearnošću"; NAS. Patent 5.548.840, 20. kolovoza 1996.
22. Gilbert, Barrie, “MICROMIXER: Visoko linearna varijanta Gilbertove miješalice koja koristi bisimetrični ulazni stupanj klase AB”; IEEE Journal of Solid-State Circuits, Vol.32, No.9, Rujan 1997, str.1412-1423.
23. Meyer, Robert G., Ralph Eschenbach i Robert Chin, "Širokopojasno ultralinearno pojačalo od 3 do 300 MHz"; IEEE Journal of Solid-State Circuits, sv. SC-9, br. 4, kolovoz 1974., str. 167-175 (prikaz, ostalo).
24. Ulrich, Eric, "Use Negative Feedback to Slash Wideband VSWR", Microwaves, listopad 1978., str. 66-70 (prikaz, ostalo).
25. Gross, Tom, "Hybrid Transformers Prove Versatile in High-Frequency Applications", Electronics, 3. ožujka 1977., str. 113-115 (prikaz, ostalo).
26. Sartori, Eugene F., "Hibridni transformatori", IEEE Transactions on Parts, Materials, and Packaging (PMP), sv. PMP-4, br. 3, rujan 1968., str.59-66.
27. Bode, Hendrik W., "Mreže spajanja", U.S. Patent 2,337,965, 28. prosinca 1943.
28. Yousif, A.M. i J.G. Gardiner, "Efekti izobličenja u modulatoru s prekidačkom diodom s podešenim završecima", Zbornik radova IEE, sv. 119, br. 2, veljača 1972., str. 143-148 (prikaz, ostalo).

Izvorni tekst:

Trask, Chris, "A Linearized Active Mixer," Proceedings RF Design 98, San Jose, Kalifornija, listopad 1998., str. 13-23 (prikaz, ostalo).

U slučaju praktične primjene nesimetričnih diodnih mješačkih krugova, potrebno je odvojiti staze signala lokalnog oscilatora i ulaznog RF signala, što se obično izvodi pomoću RF transformatora, usmjerenih spojnica ili dipleksera (slika 5).

Riža. 5. Krug neuravnotežene diodne miješalice

Većina diodnih miksera koristi nepristrane diode, međutim, primjenjujući prednapon prednapona na diodu kako bi se proizvela mala struja iskaznica , može se smanjiti gubitak pretvorbe miješalice. Ovo je posebno poželjno kada se koristi lokalni oscilator niskog signala. Dioda je prednapredna da uspostavi statičku radnu točku blizu područja maksimalne nelinearnosti radne karakteristike, da bude u kvadratnom području karakteristike diode pri niskoj razini signala lokalnog oscilatora.

Prednosti neuravnoteženih miješalica:

• može raditi u vrlo širokom frekvencijskom rasponu
• jednostavnost sklopa

Nedostaci neuravnoteženih miješalica:

• ne pružaju prihvatljivu izolaciju između priključaka
• snaga korisnog izlaznog signala ovisi o razinama i ulaznog i referentnog heterodinskog signala

Riža. 6. Uravnotežena mješalica s hibridnim transformatorom

U balansiranom diodnom mješaču ( Single-balanced Diode Mixer, SBM ) koriste se dvije diode. Signali iz lokalnog oscilatora i RF izvora dodaju se u protufazi, a razina neželjenih komponenti signala na izlazu IF miksera se smanjuje i potiskuje. Razina potiskivanja ovisi o amplitudi i faznoj simetriji transformatora, osiguravajući simetriju signala i usklađivanje između dviju dioda. U visokokvalitetnim mikserima napravljenim s diskretnim elementima moguće je potiskivanje od 20-30 dB. Jedna od ostalih prednosti balansiranih miksera je potiskivanje lažnih komponenata s parnim brojevima i suzbijanje šuma amplitude lokalnog oscilatora (AM). U ranim mikrovalnim AM prijamnicima šum je bio ozbiljan problem jer su signali lokalnog oscilatora bili vrlo šumni. Međutim, u modernim RF blokovima SSPO uređaja sintetizatori frekvencije koriste se kao lokalni oscilatori, a fazni šum referentnih signala je ozbiljniji problem od AM šuma.

Riža. 7. Dvostruka balansirana miješalica

U dvostruko uravnotežene diodne miješalice (Dvostruko uravnoteženi diodni mikseri, DBM ), često se naziva kružni, obično se koriste 4 diode spojene u prsten ili zvijezdu s uravnoteženim ulazima LO i RF signala. Svi izlazi miksera su gotovo izolirani jedan od drugog. Kod izrade diodnih prstenova unutar IC-a moguće je postići vrlo dobro podudaranje i simetriju, budući da su diode izrađene od istog materijala, na istoj podlozi i imaju iste parametre. Takve strukture su uravnotežene i za heterodinske i za RF ulaze.

Prednosti dvostrukih balansiranih diodnih miksera:

• povećana linearnost, veći dinamički raspon uređaja;
• RF signali i signali lokalnog oscilatora su potisnuti na izlazu;
• na izlazu miksera potiskuju se kombinirani produkti lokalnog oscilatora i RF signala parnih redova;
• dobra međusobna izolacija priključaka miješalice.

Nedostaci dvostrukih balansiranih diodnih miksera:

• korištenje dva balansna RF transformatora, koji su tehnološki složeni elementi, zbog čega je implementacija takvih mješačkih struktura u integrirane strukture otežana;
• stvarni raspon radnih frekvencija ograničen je postignutom tehnološkom simetrijom RF transformatora;
• potreba za korištenjem snažnog signala lokalnog oscilatora;
• potrebno je koristiti poluvodičke komponente identičnih karakteristika.

Dvostruki dvostruki balansirani mikser ( Dvostruki dvostruko balansirani mikser, DDBM ) ili trostruki mikser ( Trostruki balansirani mikser, TBM ) je kombinacija dvaju prstenastih balansiranih miješalica. Na sl. Slika 9 prikazuje shematski dijagram takve miješalice. Glavna prednost kruga je povećana linearnost, jer korištenje dva diodna prstena i dodatnih RF transformatora omogućuje vam proširenje dinamičkog raspona uređaja za približno 3 dB i povećanje, za najmanje 6 dB, izolacije između ulaznih priključaka lokalnog oscilatora i RF signala.

Riža. 9. Shematski dijagram dvostruke balansne miješalice

Glavni nedostatak ove miješalice je povećana složenost, jer... Koriste se 3 balun transformatora i 8 dioda. Osim toga, potrebno je povećati snagu signala lokalnog oscilatora za 3 dB u usporedbi s prstenastim balansiranim diodnim mikserom. Alternativna implementacija miksera visoke linearnosti je njihova implementacija korištenjem tranzistora s efektom polja, opisanih u nastavku. U ovom slučaju može se postići još veća linearnost nego u diodnim mješačima kada se koristi jednostavniji krug uređaja.

U praksi se tako složen transformatorski sustav ne koristi, jer je praktičnije rješenje kombinirati prstenaste balansne miješalice pomoću hibridnih kombinatora i razdjelnika.